[0073]

[0074] 可根据第三代合作伙伴计划(3GPP)标准为MZC<36生成

[0075] 可配置用于SRS的组和序列跳跃。在组或序列跳跃中，通过改变用于每个SRS符号的u和v来选择一个基本序列。在许多应用中，分别如式5‑1和5‑2所示，可禁用组或序列跳跃，并简化u和v的计算。

[0076]

[0077] 在式5‑1中， 由较高层给出。在下文中，假设组或序列跳跃被禁用，且因此基本序列表示为 其中下标u和v被省略。

[0078] 在每个UE中获得基本序列 之后，可根据式6通过在频域中应用循环移位来生(c)成SRS序列r (n)。

[0079]

[0080] 在式6中，c是循环移位索引。然后，r(c)(n)被映射到分配的梳，通过逆快速傅里叶逆变换(IFFT)转换为时域信号。时域信号可通过信道脉冲响应(CIR)hc(t),发送到特定天线。SRS模型的整体框图如图1中所示。

[0081] 图1是与参考信号模型相关联的示意框图。在图1中，多个UE10A、10B、10N在各自的信道12A、12B、12N上向节点B14无线发送具有不同循环移位的SRS。不同的循环移位可识别哪个设备和/或天线正在无线发送SRS。在求和点13，SRS可在参考信号模型中求和。节点B14可包括射频(RF)下变频块16与采样和循环前缀(CP)去除块18。RF下变频块16可下变频接收的RF信号。例如，这种下变频可到基带。采样和CP去除块18可采样下变频的RF参考信号。采样和CP去除块18可去除循环前缀。节点B14可由从UE 10A、10B、10N接收到的SRS生成时域接收样本。节点B14可以是演进的节点B(eNode B)、下一代节点B(gNode B)或被任何合适的基站或网络系统替换和/或与其一起实现。

[0082] 在最大循环移位数量为8的情况下，参考信号模型中可存在8个UE和8个信道。类似地，在最大循环移位数量为12的情况下，参考信号模型中可存在12个UE和12个信道。可根据本文公开的任何合适的原理和优点来实现任何其他合适数量的最大循环移位和对应的信道。

[0083] 尽管图1中示出了UE，但是本文公开的原理和优点可应用于布置成彼此无线通信的任何合适节点之间的信道估计。例如，SRS信道估计可被用于例如如图1所示，估计UE和网络节点之间的信道。网络节点可以是集成有天线前端的基站。网络节点可包括远程无线电单元(RRU)和基带单元(BBU)。作为另一示例，SRS信道估计可被用于估计两个网络节点之间(例如，包括RRU在内的的两个节点之间)的信道。作为又一个示例，SRS信道估计可被用于估计两个UE之间的信道。根据本文所公开的任何合适原理和优点的SRS信道估计可应用于被布置成无线通信信息的任何合适节点之间的信道估计。

[0084] 尽管出于说明性目的可参考SRS来描述本文公开的实施例，但是本文公开的任何合适的原理和优点可应用于使用任何合适的参考信号和/或任何合适的导频信号的信道估计。

[0085] 图2是图1的UE的硬件的示意框图，其被布置为生成参考信号。图1的每个UE 10A到10N可包括图2中所示的硬件。参考图2的框描述的功能可通过任何合适的物理硬件来实现。
参考图2描述的功能可在被布置为发送SRS和/或其他参考信号的任何合适节点中实现。

[0086] 如图2中所示，参考信号生成电路可包括基本序列发生器21、相位渐变(ramping)块22、资源要素映射块23、IFFT块24以及数模转换和RF调制块25。例如，如上所述，基本序列发生器21可生成基本序列。作为一个示例，可使用式3生成基本序列。相位渐变块22可将循环移位应用于由基本序列发生器21生成的基本序列。可在频域中应用循环移位。每个节点(例如，图1中的每个UE 10A到10N)可具有由相应相位渐变块22应用的不同循环移位。资源要素映射块23可将来自相位渐变块22的SRS序列映射到分配的梳。然后IFFT块24可通过傅里叶逆变换将频域循环移位信号转换到时域。可通过IFFT块24添加循环前缀。数模转换和RF调制块25可将IFFT块24的输出转换为模拟信号并将模拟信号调制到射频。由数模转换和RF调制块25提供的RF信号可通过通信信道无线地发送到节点B和/或用于信道估计的其他合适的硬件。

[0087] 参考信号信道估计

[0088] 处理电路可接收参考信号，诸如SRS，并且基于接收到的参考信号生成信道估计。信道估计可用于相对宽的带SRS。将参考图3至6E描述示例信号处理。信号处理电路可根据本文公开的任何合适的原理和优点来执行改进的参考信号信道估计。

[0089] 图3是被布置为成生成信道估计的处理电路30的示意框图。处理电路30可接收时域参考信号样本并且基于参考信号生成信道估计。例如，可从图1的采样和CP去除块18接收时域样本。如图3中所示，处理电路30包括快速傅里叶变换(FFT)块31、第一频域处理电路32、逆快速傅里叶逆变换(IFFT)块33、时域处理电路34、第二FFT块35、第二频域处理电路36和信道估计电路37。

[0090] 接收到的参考信号可以是SRS。接收到的SRS可通过FFT块31转换为频域。频域处理电路32具有耦接到FFT块31的输出端的输入端。第一频域处理电路32可提取梳的SRS码元以用于去覆盖。第一频域处理电路可使用基本序列对参考信号进行去覆盖。去覆盖频域参考信号可包含具有不同相位渐变的信道频率响应的总和。在对参考信号进行去覆盖之后，第一频域处理电路32可执行额外的频域处理以提高SRS信道估计性能。第一频域处理电路32可执行频域处理以使直流偏移和/或低频偏移的失真减小。将在下面讨论这样处理的示例。

[0091] IFFT块33可将来自第一频域处理电路32的去覆盖频域信号转换到时域。可将来自IFFT块33的输出信号提供给时域处理电路34。时域处理电路34可执行时域处理以提高SRS信道估计性能。时域处理电路34可执行时域处理以使本底噪声减小。这样的处理的示例将在下面讨论。时域处理电路34可分离信道脉冲响应。可根据参考图6讨论的任何合适的原理和优点来执行分离信道脉冲响应。

[0092] 第二FFT块35可将来自时域处理电路34的输出信号转换到频域。第二频域处理电路36可执行每循环移位频域处理。第二频域处理电路36可输出每个循环移位的信道频率响应。

[0093] 信道估计电路37可基于第二频域处理电路36的输出来生成信道估计。信道估计是基于处理电路30接收的参考信号。信道估计与第一节点和第二节点之间的无线通信信道相关联。作为一个示例，第一节点可以是图1的UE 10A并且第二节点可以是图1的节点B14。本文公开的处理技术可改进由信道估计电路37生成的信道估计。这可在诸如在TDD MIMO系统中选择预编码矩阵这样的各种应用中是有利的。

[0094] 在图4A和4B以及相应的描述中提供关于处理电路30的各实施例的更多细节。图4A是用于生成信道估计的处理电路40的第一部分的示意框图。图4B是处理电路40的第二部分的示意框图。

[0095] 处理电路40接收参考信号，诸如SRS。第一FFT块31将接收到的参考信号转换到频域。参考信号提取电路42可提取一个梳的所有资源要素来进行去覆盖。这可涉及提取当前梳的SRS码元。频域中的求和SRS可由式7表示。在式7中，Hc(n)＝(h(kTs))是循环移位c的信道频率响应(CFR)，且v(n)表示加性高斯白噪声(AWGN)。

[0096]

[0097] 基本序列发生器43生成用于去覆盖的基本序列。基本序列可根据本文公开的任何合适的原理和优点产生。混频器44或任何其他合适的电路可被用于使用来自基本序列发生器43的基本序列来对参考信号去覆盖。

[0098] 在被基本序列 去覆盖之后，去覆盖频域信号可由式8表示。式8显示去覆盖频域信号包含具有不同的线性相位渐变的信道频率响应之和。

[0099]

[0100] 频域处理电路45可对去覆盖信号执行频域处理以提高参考信号信道估计性能。

[0101] 将h(k)表示为长度为N的时域信号，并将h(S)(k)定义为通过将h(k)向右循环移位(S)S的序列，即对于0≤k

[0102]

[0103] 在IFFT之后，时域处理可由图4B的时域处理和信道脉冲响应分离块48执行，以提高SRSCE性能。假设任何hc的最大延迟扩展小于 则用于不同循环移位的时域信道可通过时域处理和信道脉冲响应分离块48相对容易地分离。第二FFT块35可包括子FFT块35A到35N以将各个信道脉冲响应变换到频域。每个循环移位频域处理电路50A到50N可获得每个循环移位的信道频率响应。诸如图3的信道估计电路37这样的信道估计电路可基于循环移位的信道频率响应来生成信道估计。

[0104] 现在将讨论分离信道脉冲响应。例如，可通过图4B的时域处理和信道脉冲响应分离块48来执行这样的功能。为了分离信道脉冲响应，可为每个循环移位定义窗口。对于特定的循环移位，只有落入特定循环移位的窗口的抽头被保留，且所有其他抽头可设置为零。然后，非零抽头被循环移位，并且在频域中，可去除线性相位渐变。

[0105] 图5是示出用于具有8个循环移位的参考信号的时域信道脉冲响应分离的图。图5中显示的示例示出了如何将特定移位(即c＝7)的信道脉冲响应与其他循环移位分开。图5的最顶部显示了时域脉冲响应。图5中显示了8个不同循环移位的时域脉冲响应。为每个循环移位定义了不同的窗口。可通过在特定窗口内保留特定信道脉冲响应(即图5中循环移位c＝7的信道脉冲响应)并去除其他信道脉冲响应来执行窗口化。可移位用于特定信道的脉冲响应以消除循环移位。这可消除频域中的线性相位渐变。

[0106] 现在将讨论SRS中ZC序列的特性。如果式4‑1到4‑3中定义的表示为xq(m‑s),s＝0,±1,±2,±3,...0的ZC序列xq(m)被其自身的移位版本去覆盖，则去覆盖的信号可由式10表示。在式10中， 可以是恒定相位。

[0107]*

[0108] 式10揭示xq(m)·xq (m‑s)是线性相位渐变序列，其中斜率 是s和q的函数。如果频率跳跃和序列跳跃被禁用，那么q变得依赖于小区ID。

[0109] xq(m)·xq*(m‑s)的IFFT表示时域中的脉冲，并且脉冲的延迟与s和q有关。

[0110] 可应用频域处理技术来改进参考信号信道估计。这样的频域处理可减少直流和/或其他低频偏移。替代地或附加地，频域处理电路可补偿任何其他合适的损失以准确参考信号信道估计。图3的频域处理电路32和/或图4A的频域处理电路45可执行频域处理以改进参考信号信道估计。图6A、6B和6C示出了可由频域处理电路32和/或频域处理电路45实现的频域处理电路的示例框图。图3的频域处理电路36和/或图4A的频域处理电路50A至50N中的任何一个可实现频域处理以改进参考信号信道估计。图6D示出了可由图3的频域处理电路36和/或图4B的频域处理电路50A至50N中的任何一个来实现的频域处理电路的示例框图。

[0111] 图6A是根据实施例的频域处理电路62的框图。频域处理电路62包括音调估计电路63，其被布置为基于去覆盖频域参考信号的至少两个其他音调来产生用于去覆盖频域参考信号的音调的估计音调。音调估计电路63还被布置为采用估计音调代替该音调，以使与直流偏移相关联的失真减小。音调估计电路63可替代地或附加地基于估计音调来修改音调，以使与直流偏移相关联的失真减小。音调估计可涉及内插。音调估计可涉及外插。音调估计可基于多相分解。音调估计可基于最小二乘估计。音调估计可基于任何其他合适的技术。频域处理电路62可为信道估计执行任何其他合适的频域处理，诸如参考图3的频域处理电路
32和/或图4A的频域处理电路45讨论的任何其他合适的特征。

[0112] 图6B是根据实施例的频域处理电路64的框图。频域处理电路64包括信道频率响应脉冲整形电路65，其被布置为对去覆盖频域参考信号进行脉冲整形。脉冲整形可使与直流偏移相关的失真减小。脉冲整形可涉及升余弦脉冲和/或任何其他合适的脉冲。频域处理电路64可为信道估计执行任何其他合适的频域处理，诸如参考图3的频域处理电路32和/或图4A的频域处理电路45讨论的任何其他合适的特征。

[0113] 图6C是根据实施例的频域处理电路66的框图。频域处理电路66包括音调估计电路63和信道频率响应脉冲整形电路65。图6C示出音调估计可与信道频率响应脉冲整形一起实施。频域处理电路65可执行用于信道估计的任何其他合适的频域处理，诸如参考图3的频域处理电路32和/或图4A的频域处理电路45讨论的任何其他合适的特征。

[0114] 图6D是根据实施例的频域处理电路67的框图。频域处理电路67包括缩放电路68。缩放电路68可与图6B和/或6C的信道频率响应脉冲整形电路65一起实现。缩放电路68可缩放边缘音调的信道频率响应以补偿频域脉冲整形的影响。频域处理电路67可执行任何其他频域处理，诸如参考图3的频域处理电路36和/或图4B的频域处理电路50A至50N中的任何一个讨论的任何其他合适的特征。

[0115] 可应用时域处理技术来改进参考信号信道估计。在某些情况下，时域处理可与本文公开的一种或多种频域处理技术一起实施以改进参考信号信道估计。

[0116] 图6E是根据实施例的时域处理电路69的框图。时域处理电路69被布置为执行时域处理和信道脉冲响应分离。时域处理电路69包括信道脉冲响应缩放电路70。信道脉冲响应缩放电路70被布置为基于功率延迟分布来缩放信道脉冲响应。可对滤波器的每个抽头施加缩放。时域处理电路69可执行任何其他时域处理，诸如参考图3的时域处理电路34和/或图4B的时域处理和信道脉冲响应分离块48讨论的任何其他合适的特征.

[0117] 在某些实施例中，时域处理电路可将杂散移出用于参考信号的循环移位的时域窗口。例如，谐波杂散可移动到不影响信道估计的未使用时域空间。可将杂散移至用于循环移位的时域窗口下方的时域索引和/或将杂散移至用于循环移位的时域窗口之间的时域索引。

[0118] 在某些应用中，可在参考信号被转换到频域之前施加时域脉冲整形。时域脉冲整形可减少频率偏移和/或时序偏移。

[0119] 根据一些应用，可在参考信号被转换到频域之前施加频率旋转。这可减少频率偏移。

[0120] 对参考信号信道估计的损伤

[0121] 在现实世界的通信系统中，可存在可影响参考信号信道估计的性能的多种损伤。这样的损害可包括低频音调失真、时域信道脉冲响应泄漏、频率偏移或时序偏移中的一种或多种。可存在会导致不准确的信道估计的多种因素。识别影响参考信号信道估计的性能的损伤可具有挑战性。本文讨论的损伤是通过SRS信道估计数据的分析识别的。

[0122] 现在将讨论低频音调的失真。对于具有零中频(ZIF)收发器的射频前端，由于本地振荡器(LO)泄漏，接收基带信号中可能存在直流(DC)偏移。为了减轻DC偏移分量，可在生成用于数字信号处理的基带样本之前将陷波滤波器应用于解调信号。然而，陷波滤波器可能无法完美工作和/或可能使DC音调和一个或多个相邻音调失真，尤其是在上行链路码元在时间上不连续的TDD系统中。

[0123] 如果DC音调和DC音调的相邻音调失真，则可在DC和频域中的低频音调位置处引入有色噪声。有色噪声音调可提升时域中的本底噪声并在SRSCE中引入循环移位间干扰。

[0124] 图7A是示出来自两个循环移位的去覆盖探测参考信号的幅值的曲线图，其具有DC和低频音调中的一些失真。图7A中的失真音调位于DC处及其附近。

[0125] 图7B是示出时域中的失真DC和低频音调的曲线图。在图7B中绘制了样本功率对时间索引的曲线。失真音调导致图7B的曲线中时域中的隆起。失真音调位于对应于不同循环移位(即图7B中的c＝0和c＝1)的信道脉冲响应之间。这些失真的音调会提高本底噪声。

[0126] 现在将讨论时域信道脉冲响应泄漏。当频域信道频率响应通过IFFT变换到时域时，信道脉冲响应脉冲可具有显著的旁瓣泄漏(sidelobe leakage)，该旁瓣泄漏进入一个或多个其他循环移位的时域窗口。

[0127] 图8A是示出频域中的信道频率响应的曲线图。循环移位c＝0的信道频率响应显示在频域中。在图8A中，信道在频域中相对平坦。

[0128] 图8B是示出与图8A的信道频率响应相关联的时域中的功率泄漏的曲线图。在执行1024点IFFT后，大部分能量集中在循环移位c＝0的时域窗口中，其在图8B中的时域索引64和960之间。但是，可存在泄漏到其他窗口中的不可忽略的一部分功率。

[0129] 旁瓣泄漏会降低与旁瓣泄漏相关联的循环移位的信道频率响应，这可能是由于窗口截断中信号功率的损失。旁瓣泄漏会通过引入循环移位间干扰而降低一个或多个其他循环移位的信道频率响应性能。因此，确保每个循环移位的信道脉冲响应都集中在其自己的时域窗口中是很重要的。

[0130] 现在将讨论频率偏移。尽管UE可通过初始捕获和频率跟踪环路消除其本地振荡器和基站中的本地振荡器之间的大部分频率偏移，但仍可能存在残余频率偏移Δf。有时，残余频率偏移可能高达数百赫兹。

[0131] 与可通过解调参考信号(DMRS)估计和补偿频率偏移的物理上行链路控制信道(PUCCH)和物理上行链路共享信道(PUSCH)的解调不同，它可以是更多的信道化来减轻SRSCE中的频率偏移，尤其是当考虑到不同的UE可具有不同的频率偏移值时。

[0132] 图9是示出具有时序偏移、频率偏移和没有定时或频率偏移的频域脉冲的曲线图。例如，如图9所显示的，由于非零频率偏移，频域中的正弦脉冲可偏移。偏移的正弦脉冲由sinc(f‑(Δf/Bscs))表示，其中Bscs是子载波间隔。在图9中，每个子载波的位置都存在泄漏抽头，从而导致载波间干扰(ICI)。对于给定的频率偏移Δf，ICI应该随着子载波间隔值的增大而变得较不严重。

[0133] 失真正弦脉冲的每个泄漏抽头对ZC序列的加权和移位版本有贡献，其可由式11表示。

[0134]

[0135] 鉴于上述ZC序列的特性，在去覆盖之后，频域信号是具有相位渐变的加权信道频率响应，其可由式12表示。

[0136]

[0137] 在时域中，每个泄漏抽头都可引起时域杂散。时域杂散的功率可与抽头幅值|As|相关。时域中杂散的位置可从频域中相位渐变的斜率得出。对于s次谐波杂散，时域位置可通过式13预测。位置是式13中小区ID的函数。

[0138]

[0139] 时域杂散可引起跨不同循环移位的干扰。时域杂散会降低每个UE的SRSCE性能。

[0140] 现在将讨论时序偏移。基站可通过时序提前(Timing Advance，TA)来调整UE的上行链路时序。然而，由于TA中的抖动，在基站的码元边界和从UE接收到的信号的码元边界之间仍可存在非零时序偏移。

[0141] 时序偏移可使得在FFT中选择更少的时域样本成为可能。在频域中，这导致OFDM的正弦脉冲失真。这种失真显示于图9中。如果FFT窗口中缺少ΔT样本，那么在频域中，则失真的正弦脉冲可由函数1表示。函数1意味着在每个子载波位置都存在泄漏抽头。

[0142]

[0143] 由时序偏移引起的劣化可以是双重的。首先，在时域中可存在码元间干扰(ISI)。其次，失真的正弦脉冲可导致频域中的ICI泄漏。

[0144] 与频率偏移类似，时序偏移可在时域信道脉冲响应中引入谐波杂散。可采用式13预测谐波杂散的位置。

[0145] 改进参考信号信道估计的技术

[0146] 公开了改进参考信号信道估计的性能的技术。这些技术可使参考信号信道估计对一种或多种损伤更加鲁棒。改进的参考信号信道估计可补偿低频音调的失真、时域信道脉冲响应泄漏、频率偏移或时序偏移中的一种或多种。可将用于改进本文公开的参考信号信道估计的技术的任何适当组合彼此一起实施。

[0147] 参考信号信道估计的示例方法包括在频域中对参考信号进行去覆盖以生成去覆盖参考信号；基于去覆盖参考信号的至少两个其他音调对去覆盖参考信号的音调进行估计以生成估计音调；以及基于估计音调和进一步的处理生成信道估计，其中，信道估计与第一节点和第二节点之间的无线通信信道相关联。

[0148] 一种减少失真的技术是音调估计。音调估计可包括内插和/或外插。在某些情况下，估计可基于多相分解。在某些应用中，估计可基于最小二乘估计。估计音调可被用于改进参考信号信道估计。例如，可使用图6A和/或6C的音调估计电路63来执行音调估计。

[0149] 现在将讨论基于多相分解的线性内插和外插。式8显示，在频域中，去覆盖的SRS包含具有不同线性相位渐变的信道频率响应之和。在下面讨论的示例中，假设 对于 可使用任何其他合适的值。例如，扩展到 是类似的。

[0150] 在式8中 时，去覆盖的SRS可由式14表示。

[0151]

[0152] 每8个样本重复一次 的值。因此，如式15所示，y'(n)可分解为8个子序列。

[0153]

[0154] 对于特定的p，假设Hc(n)在频域中变化缓慢，则子序列y'(8m+p)应该是平滑的。因此，在SRS去覆盖之后，失真的DC音调和相邻音调可通过y'(n)的多相分解进行线性插值。

[0155] 图10显示了插值的示例。在图10中，中心的8个去覆盖SRS音调可替换为8个新音调，所述8个新音调从每侧有8个音调的16个音调中插值而来。每个内插音调可以是两个音调的平均值，在本示例中，它们每侧有8个音调，其中 内插音调可被用于8个去覆盖SRS音调的中心组。在其他一些应用中，可基于8个新估计音调来修改中心的8个去覆盖SRS音调。

[0156] 图11显示了外插的示例。与内插类似的处理可扩展到边缘外插。图11示出了如何从与外插音调的距离为 倍数(即所示示例中8的倍数)的两个音调导出外插音调。

[0157] 现在将讨论基于最小二乘估计的内插和外插。在某些应用中，可实现最小二乘估计来代替基于多相分解的估计。根据一些应用，系统可在最小二乘估计和基于多相分解的估计之间进行选择。可一起处理局部区域中的可用音调，来为边缘音调内插失真的低频音调和/或外插。在下面讨论的示例中，假设 可使用 的任何其他合适的值。例如，扩展至 是类似的。

[0158] 在局部频率区域中，(n)可由如式16中所示的线性多项式表示。

[0159] Hc(n)＝ac,1n+ac,0  (式16)

[0160] 每个循环移位可存在2个未知系数。因此，所有循环移位的SRS可通过式17来近似。在式17中，Ωcs表示活动循环移位的集合。

[0161]

[0162] 所有8个循环移位的系数向量可表示为a＝[a0,1,a0,0,a1,1,a1,0,……,a7,1,a7,0]T。用于内插的一组L频域样本可表示为{(n),n∈ΩY},ΩY＝{n0,n1,…,nL‑1}。那么式17可表示为式18。在式18中， 表示克罗内克(Kronecker)积。

[0163] y＝A·a+v  (式18)

[0164]

[0165] 式19提供了式18的最小二乘解。

[0166] a＝(AHA)‑1AHy  (式19)

[0167] 要插值的K个音调的索引可表示为集合ΩI＝{m0,m1,…,mK‑1}。B矩阵可定义为如下：

[0168]

[0169] 内插的低频音调可由式20表示。式21的内插矩阵E的维度为K×L并且可被预先计算。

[0170] yLF＝Ba＝Ey  (式20)

[0171] E＝B(AHA)‑1AH  (式21)

[0172] Hc(n)在频域中缓慢变化的假设可能不成立。为了使插值更准确，我们可通过式22中所示的二次多项式在局部频域中近似Hc(n)。

[0173] Hc(n)＝ac,2n2+ac,1n+ac,0  (式22)

[0174] 每个循环移位可存在3个未知系数。因此，所有循环移位的SRS可通过式23来近似。在式23中，Ωcs表示活动循环移位的集合。

[0175]

[0176] 除了系数向量被a＝[a0,2,a0,1,a0,0,a1,2,a1,1,a1,0,……,a7,2,a7,1,a7,0]T替换，且并且矩阵A和B被以下替换以外，推导方程20和21中的解的相同过程可再次应用于二次多项式假设：

[0177]

[0178]

[0179] 可对上述公式进行各种修改。例如，如果没有充分使用循环移位，则可减少a和A的维度。作为另一个示例，为了近似(n)，不同的循环移位可根据需要采用不同阶的多项式。上面所示的基于最小二乘估计的线性和/或二次内插方法可扩展到边缘音调的外插。唯一的区别可以是Ωcs、ΩY和ΩI的定义。

[0180] 图12A、12B和12C显示了具有DC失真、内插和边缘外插的示例。图12A显示了在采用失真低频音调执行FFT之后接收到的频域SRS。图12B显示了对16个低频音调应用二次内插后的SRS。与图12A中的曲线图相比，该曲线图显示了低频处减少的失真。图12C显示了在对每侧的16个边缘音调应用二次外插之后的SRS。与图12A中的曲线图相比，该曲线图还显示了低频处减少的失真。

[0181] 频域信道频率响应脉冲整形可减少由于旁瓣引起的功率泄漏并且可减少循环移位间干扰。例如，可使用图6B和/或6C的信道频率响应脉冲整形电路65来执行信道频率响应脉冲整形。

[0182] 脉冲整形可应用于频域去覆盖码元。边缘音调可乘以在频域中平滑的函数。然后在执行逆FFT之后，每个循环移位的信道脉冲响应应该更集中在它自己的时域窗口中。因此，可减少由于旁瓣引起的功率泄漏并且可降低循环移位间干扰。

[0183] 脉冲的一个示例是升余弦函数。升余弦脉冲可应用于频带两侧上的边缘音调和扩展音调。图13A显示了矩形脉冲和升余弦脉冲的窗口函数。图13B分别显示了相对于矩形和升余弦脉冲的中心抽头的时域抽头功率。图13B显示，与使用矩形脉冲相比，升余弦脉冲的脉冲整形减少了抽头功率泄漏。

[0184] 图14A是在频域脉冲整形之前具有外插边缘音调的SRS的图。图14B是频域脉冲整形函数的图。在图14B中，升余弦函数跨越从子载波索引‑16至56和519至591。图14C是在应用频域脉冲整形之后包括外插边缘音调的SRS的曲线图。图14C显示了由于频域脉冲整形而减少的失真。

[0185] 在时域中分离每个信道脉冲响应之后，可应用FFT来获得频域中每个循环移位的信道频率响应。然后可相应地缩放每个边缘音调的信道频率响应以补偿频域脉冲整形的影响。图6E的信道脉冲响应缩放电路70可执行这样的缩放。

[0186] 改进参考信号信道估计的另一种技术是基于功率延迟分布的时域信道脉冲响应缩放。可每抽头地施加缩放。缩放可以是最小均方误差(MMSE)缩放。采用功率延迟曲线，可测量每个抽头上的平均功率并估算噪声功率。然后可应用每抽头MMSE缩放来抑制噪声抽头。功率延迟曲线和MMSE缩放包括功率延迟滤波、噪声功率估计和每抽头缩放。

[0187] 图15是示出在已执行逆FFT之后循环移位的时域信道脉冲响应的图。此图适用于8个循环移位。图15显示噪声功率估计的抽头可在不同循环移位的窗口之间。

[0188] 图16是基于功率延迟分布的时域信道脉冲响应缩放的示例方法160的流程图。例如，可使用图6E的信道脉冲响应缩放电路70来执行方法160。在框162，对时域抽头的抽头功率进行滤波。无限脉冲响应滤波器可执行滤波。式24可表示滤波，其中n是时域索引，且α是滤波器的时间常数。

[0189]

[0190] 在框164处估计抽头的噪声功率。通过取选定的子载波的平均值，基于经滤波的抽头功率 来估计噪声功率。选定的子载波可以是图15中指示的噪声功率估计的抽头。

[0191] 在框166处，施加每抽头缩放。每抽头缩放可涉及阈值化。在阈值化处理中，选择具有 的抽头作为信道抽头。可将所有其他抽头设置为用来去除噪声的值，诸如值0。每抽头缩放可涉及MMSE缩放。在MMSE缩放中，第n个抽头hn以因子 来缩放。可施加任何其他合适的每抽头缩放技术。

[0192] 图17是可基于功率延迟分布执行时域信道脉冲响应缩放的时域处理电路的示意框图。所示的时域处理电路包括具有多个抽头的时域滤波器170、滤波器172、噪声估计电路174和抽头缩放电路176。滤波器172可以是无限脉冲响应滤波器。滤波器172可对时域抽头的抽头功率进行滤波。噪声功率估计电路174被配置为估计滤波器的抽头的子集的噪声功率，该子集对应于信道脉冲响应的时间窗口外部的子载波。抽头缩放电路176被配置为基于估计噪声功率对至少一部分抽头执行每抽头缩放。抽头缩放电路176可基于阈值化、MMSE缩放、任何其他合适的缩放操作或其任何合适的组合来执行每抽头缩放。

[0193] 可应用时域脉冲整形来改进参考信号信道估计。为了使SRSCE较少受到频率偏移和时序偏移的影响，可在对频域码元进行FFT之前将TD脉冲整形应用于OFDM样本。

[0194] 图18是具有时域脉冲整形的处理电路180的示意框图。处理电路180对接收到的参考信号实施部分信号处理以生成信道估计。如图所示，处理电路180包括时域脉冲整形电路182、快速傅里叶变换块41和参考信号提取电路42。

[0195] 时域脉冲整形电路182在接收到的时域样本被快速傅里叶变换块41转换到频域之前施加脉冲整形。这可减少频率偏移和/或时序偏移。时域脉冲整形电路182可采用本文公开的任何合适的处理电路来实现。时域脉冲整形电路182的输出端可耦接到本文公开的任何快速傅里叶变换块的输入端，诸如图3的快速傅里叶变换块31和/或图4A的快速傅里叶变换块41。由于通过时域脉冲整形电路182的时域脉冲整形，FFT块41可向参考信号提取电路42提供具有减小的时间偏移和/或频率偏移的频域信号。

[0196] 在不具有时域脉冲整形电路182的情况下，施加到快速傅里叶变换块的脉冲可以是矩形脉冲。例如，时域脉冲整形电路182可施加升余弦脉冲。时域脉冲整形电路182可应用导致时间偏移和/或频率偏移减小的任何其他合适的脉冲。

[0197] 图19A是时域中的矩形脉冲和升余弦脉冲的曲线图。图19A中的升余弦脉冲具有1的滚降因子。图19A的升余弦脉冲是可由图18的脉冲整形电路182生成以减少时序偏移和/或频率偏移的脉冲的示例。在一个示例应用中，快速傅里叶变换块41可生成2048点FFT。本文的教导可类似地应用于其他合适的FFT大小。执行FFT后的频域中的脉冲可由式25表示，其中f被归一化为子载波间隔(SCS)。

[0198]

[0199] 图19B是频域中正弦脉冲和升余弦脉冲的曲线图。与正弦脉冲相比，如图19B所示，升余弦脉冲的旁瓣衰减在频域中明显更快。因此，对于升余弦脉冲，ICI泄漏在频域中可显著较小。

[0200] 对于滚降因子为1的升余弦脉冲，旁瓣的衰减在频域中明显更快，并且除了一次谐波杂散以外ICI泄漏明显更小。通过应用时域脉冲整形，例如，由于频域中主瓣的宽度加倍，相邻梳可能存在相对较大的泄漏。因此，在没有将SRS或其他参考信号分配给紧邻梳的应用中应用时域脉冲整形可能是有利的。

[0201] 可应用具有偏移的频率旋转来改进参考信号信道估计。这可减少用户之间的干扰。

[0202] 如果基站维持用于每个UE的频率偏移估计，则该估计可来自PUSCH和/或PUCCH解调。此外，如果基站可识别具有最可能从先前的SRSCE主导接收的SRS功率的UE，那么在时域中，接收样本可随着主导UE的频率偏移而旋转。应用具有一个偏移的频率旋转可通过式26模拟。

[0203]

[0204] 在一些应用中，可基于估计的所有UE的频率偏移和SRS功率将频率偏移确定为所有循环移位的质心。

[0205] 图20是具有频率旋转的处理电路200的示意框图。处理电路200对接收到的参考信号执行部分信号处理以生成信道估计。如图所示，处理电路200包括频率旋转电路202、快速傅里叶变换块41和参考信号提取电路42。

[0206] 频率旋转电路202可执行频率旋转以补偿频率偏移。频率偏移可来自主导UE。频率偏移可来自所有循环移位的质心。频率旋转电路202可减少频率偏移。频率旋转电路202可包括混频器。频率旋转电路202可采用本文公开的任何合适的处理电路来实现。频率旋转电路202的输出端可耦接到本文公开的任何快速傅里叶变换块的输入端，诸如图3的快速傅里叶变换块31和/或图4A的快速傅里叶变换块41。由于由频率旋转电路202导致的频率旋转，图20中的FFT块41可向参考信号提取电路42提供具有减小的频率偏移的频域信号。

[0207] 可将杂散移动到未使用的时间空间中以改进参考信号信道估计。在检测用于循环移位的信道脉冲响应时，可存在不影响信道估计的未使用时域空间。可将杂散和/或其他噪声移动到这种未使用的时域空间以改进信道估计。

[0208] 图21是检测参考信号的循环移位的方法210的流程图，其中杂散被移动到未使用的时间空间中。在框212处可选择小区标识符(ID)。当在SRS中禁用组和序列跳跃时，由于谐波杂散的位置可作为小区ID的函数进行预测，因此可选择适当的小区ID以使第一谐波杂散落入没有被任何循环移位使用的区域。

[0209] 基于在框212处选择的小区ID，在框214将杂散(例如，一次谐波杂散)移动到用于循环移位的时域窗口之外的区域中。该技术可有利地与时域脉冲整形(例如，与图18的时域脉冲整形电路182)一起应用，这是因为在应用时域脉冲整形之后，一次谐波杂散可能占主导地位，并且在方法210中这样的杂散可被移出用于循环移位的时域窗口。可在框216处检测循环移位。可在没有循环移位的时域窗口外部的谐波杂散影响信道估计的情况下执行这种循环移位检测。基于检测到的循环移位和进一步处理来执行信道估计。

[0210] 杂散可通过图3的时域处理电路34和/或图4B的时域处理和信道脉冲响应分离电路48移动到未使用的时间空间中。

[0211] 作为示例，如果在循环移位c＝0、1、2和3的一个梳中存在4个SRS循环移位，则通过选择表示为nCID的小区ID使得nCIDmod30＝15，时域中的一次谐波杂散可移动到用于四个循环移位的截断窗口之外的区域。

[0212] 图22示出了用于四个循环移位的一次谐波杂散的位置。如图22中所示，谐波杂散在用于4个循环移位的时域窗口之外。在图22中，杂散被移动到低于用于循环移位的窗口的时域索引的时域索引中。

[0213] 作为另一个示例，如果在一个梳中存在8个SRS循环移位，并且如果每个循环移位的时域窗口大小设置为64，则可将小区ID设置为12或17，使得一次谐波杂散位于所有循环移位的时域窗口之外。可存在具有更多的循环移位的更小时域窗口。在某些情况下，可将杂散移动到用于循环移位的窗口之间的时域索引。

[0214] MIMO环境

[0215] 图23是示出示例多输入多输出(MIMO)网络环境230的图，其中可执行基于参考信号的信道估计。各种UE可与MIMO网络环境230中的网络系统进行无线通信。这样的无线通信可实现高吞吐量。用于与UE进行无线通信的MIMO网络环境230的天线可以是分布式的。不同节点之间的信道的信道估计可在MIMO网络环境230中使用本文公开的任何合适的技术基于参考信号估计来执行。

[0216] 可在MIMO网络环境230中实现各种标准和/或协议以在基站和无线通信设备之间无线地传输数据。一些无线设备可经由物理层使用正交频分复用(OFDM)数字调制方案进行通信。用于环境230中的无线通信的示例标准和协议可包括第三代合作伙伴计划(3GPP)长期演进(LTE)、高级长期演进(LTE Advanced)、也称为5G的3GPP新空口(NR)、用于移动通信(GSM)的全球系统、增强型GSM演进数据速率(EDGE)、全球微波接入互操作性(WiMAX)和可被称为Wi Fi的IEEE 802.11标准。在一些系统中，无线电接入网络(RAN)可包括与一个或多个演进型节点B(也通常表示为增强型节点B、eNodeB或eNB)、gNB或任何其他合适的节点B(xNB)相关联的一个或多个基站。在一些其他实施例中，可提供无线电网络控制器(RNC)作为基站。基站在无线网络和诸如互联网之类的核心网络之间提供了桥梁。可包括基站以便于无线网络的无线通信设备的数据交换。基站可根据本文公开的任何合适的原理和优点来执行参考信号信道估计。

[0217] 无线通信设备可被称为用户设备(UE)。UE可以是用户使用的设备，诸如智能手机、膝上型电脑、平板电脑、蜂窝电话、诸如智能眼镜或智能手表或耳机这样的可穿戴计算设备、一个或多个联网设备(例如，消费者联网设备或工业厂房设备)、具有连接性的工业机器人或车辆。在一些实施方式中，UE可包括传感器或其他联网设备，其被配置为收集数据并将数据无线地提供给连接到诸如互联网这样的核心网络的设备(例如，服务器)。这样的设备可被称为物联网(IoT)设备。下行链路(DL)传输通常是指从基站收发器站(BTS)或eNodeB到UE的通信。上行链路(UL)传输通常是指从UE到BTS的通信。

[0218] 图23图示了协作或云无线电接入网络(C‑RAN)环境100。在环境230中，eNodeB功能在基带单元(BBU)240和多个远程无线电单元(RRU)之间被细分(例如，RRU 255、RRU 265和RRU 275)。图23的网络系统包括BBU 240和RRU 255、265和275。RRU可包括多个天线，并且天线中的一个或多个可用作发射‑接收点(TRP)。RRU和/或TRP可被称为服务节点。BBU 240可诸如经由光纤连接物理地连接到RRU。BBU 240可向RRU提供操作信息以控制来自RRU的信号的发送和接收以及要发送的控制数据和有效载荷数据。RRU可将从与RRU相关联的服务区内的UE接收的数据提供给网络。如图23中所示，RRU 255向服务区250内的设备提供服务。RRU 265向服务区260内的设备提供服务。RRU 275向服务区270内的设备提供服务。例如，可向服务区域270提供无线下行链路传输服务以将数据传输到服务区270内的一个或多个设备。

[0219] 在环境230中，网络系统可经由分布式MIMO与UE无线通信。例如，UE 283可采用包括RRU 255的至少一根天线、RRU 265的至少一根天线和RRU 275的至少一根天线的网络系统的天线无线地传送MIMO数据。作为另一示例，UE 282可与包括RRU 255的至少一根天线和RRU 265的至少一根天线的分布式天线无线地传送MIMO数据。作为又一个示例，UE 288可采用包括RRU 255的至少一根天线和RRU 275的至少一根天线的分布式天线无线地传送MIMO数据。例如，本文公开的参考信号信道估计的任何合适的原理和优点可在这样的分布式MIMO应用中实现。

[0220] 所示出的RRU 255、265和275包括多个天线并且可提供MIMO通信。例如，RRU可配备有不同数量(例如，2、4、8或更多)的发射天线，这些发射天线可同时用于到诸如UE这样的一个或多个接收器的发射。接收设备可包括超过一(例如，2、4等)个接收天线。接收天线阵列可被配置为同时接收来自RRU的发射。RRU中包括的每个天线可单独配置为根据特定的时间、频率、功率和方向配置来发送和/或接收。类似地，包括在UE中的每个天线可被单独地配置为根据特定的时间、频率、功率和方向配置来发送和/或接收。该配置可由BBU 240提供。

[0221] 图23中所示的服务区可向用户设备的异构群体提供通信服务。例如，服务区250可包括UE 290的集群，诸如与参加大型活动的用户相关联的一组设备。服务区250还可包括定位为远离UE 290集群的附加UE 292。移动用户设备294可从服务区260移动到服务区270。移动用户设备的另一个示例是车辆186，其可包括用于实时导航、车载数据服务(例如，流式视频或音频)或其他数据应用的无线通信的收发器。环境230可包括半移动或静止UE，诸如被配置用于无线通信的机器人设备288(例如，机械臂、自主驱动单元或其他工业或商业机器人)或电视机284。

[0222] 用户设备282可位于具有重叠服务的区域(例如，服务区250和服务区260)内。环境230中的每个设备可具有不同的性能需求，在某些情况下，该性能需求可与其他设备的需求相冲突。

[0223] 网络环境230中的信道估计，诸如根据本文公开的任何合适原理和优点使用参考信号的UE和RRU之间的信道估计，对于多种损伤中的一种或多种是鲁棒的。无线通信信道的准确估计对于校准和/或预编码可以是有用的。

[0224] 结论

[0225] 根据实施例，本文描述的任何过程或算法的某些动作、事件或功能可以以不同的顺序执行，可被添加、合并或完全省略(例如，不是所有描述的操作或事件对于过程或算法的实践是必要的)。此外，在某些实施例中，操作或事件可例如通过多线程处理、中断处理或多个处理器或处理器核或其他并行架构同时执行，而不是顺序执行。

[0226] 除非如在上下文中所使用的那样另有理解，否则本文使用的条件语言，诸如“可”、“可能”、“可以”、“可能地”、“例如”、“诸如”等一般意在传达某些实施例包括，而其他实施例不包括某些特征、元件和/或操作。因此，这样的条件性语言通常不旨在暗示一个或多个实施例以任何方式需要特征、要素和/或操作，或者一个或多个实施例必须包括逻辑，该逻辑在有或没有其他输入或提示的情况下，用于决定这些特征、元件和/或步骤是否被包括在任何特定实施例中或将在任何特定实施例中执行。术语“包括”、“包含”等是同义词，并且以开放式的方式包容性地使用，并且不排除附加的要素、特征、动作、操作等。此外，当在本申请中使用时，词语“本文”、“以上”、“以下”和类似含义的词语应指本申请的整体而不是本申请的任何特定部分。在上下文允许的情况下，某些实施例的上述具详细描述中使用单数或复数的词语也可分别包括复数或单数。此外，术语“或”以其包容性(而不是排他性)使用，使得例如，当用于连接要素列表时，术语“或”表示列表中的一个、一些或全部的要素。

[0227] 分离性语言，诸如短语“X、Y、Z中的至少一个”，除非另有具体说明，否则应根据上下文理解为一般用于表示项目、术语等可以是X、Y或Z，或它们的任何组合(例如，X、Y和/或Z)。因此，这种分离语言通常不旨在也不应暗示某些实施例需要X中的至少一个、Y中的至少一个或Z中的至少一个各自存在。

[0228] 除非另有明确说明或通常从上下文中理解，否则诸如“一”或“一个”这样的冠词通常应被解释为包括一个或多个所描述的项目。因此，诸如“设备配置为”的短语旨在包括一个或多个所列举的设备。这样的一个或多个列举的设备也可被共同配置为执行所述的列举。例如，“被配置为执行陈述A、B和C的处理器”可包括执行陈述A的第一处理器，其被配置为与被配置为执行陈述B和C的第二处理器协同工作。

[0229] 如本文中通常使用的，词语“耦接”是指可直接彼此耦接，或通过一个或多个中间元件耦接的两个或更多个元件。同样地，如本文一般使用的，词语“连接”是指可直接连接或通过一个或多个中间元件连接的两个或更多个元件。连接可经由空中接口和/或经由电线和/或经由光纤和/或经由任何其他合适的连接。

[0230] 如本文所使用的，术语“确定”或“确定了”涵盖多种动作。例如，“确定了”可包括在没有用户干预的情况下经由硬件元件来计算、运算、处理、导出、生成、获取、查找(例如，在表格、数据库或其他数据结构中查找)、确认等。此外，“确定了”可包括在没有用户干预的情况下经由硬件元件接收(例如，接收信息)、访问(例如，访问存储器中的数据)等。此外，“确定了”可包括在没有用户干预的情况下经由硬件元件解决、选定、选择、建立等。

[0231] 虽然上面的详细描述已经显示、描述和指出了应用于各种实施例的新颖特征，但是可理解的是，可不背离本公开的精神的情况下对所示设备或算法的形式和细节进行各种省略、替换和改变。例如，本文描述的电路框和/或方法框可被删除、移动、添加、细分、组合、以不同的顺序排列和/或修改。这些框中的每一个可以以各种不同的方式实现。本文公开的任何方法的任何部分可与存储在由一个或多个处理器执行的非暂时性计算机可读存储介质上的特定指令相关联地执行。可认识到，本文描述的某些实施例可体现在不提供本文阐述的所有特征和益处的形式中，这是因为一些特征可与其他特征分开使用或实践。本文所公开的某些实施例的范围由所附权利要求而不是由前述描述指示。在权利要求的等效含义和范围内的所有变化都应包含在其范围内。