技术领域 本发明涉及信道估计装置，尤其涉及其中使用多个子载波进行通信 的无线通信中的信道估计装置。 背景技术 在无线通信中，发射信号通过多个信道到达接收机。因此，接收机 观察到的信号是具有由于多径衰落(multipath fading)而失真的幅值和相 位的波形。作为校正这种失真的手段，采用了使用导频信号的同步检测 (信道补偿)。在采用同步检测的系统中，从发射机发射导频信号，并在 接收机处利用该导频信号来估计多路衰减信道，并在同步检测中使用信 道估计值，以对数据进行解调。此时，如果信道估计值的误差很大，则 数据解调的结果受到影响，导致数据误差率增大。 另一方面，近年来，许多通信系统已使用了OFDM(正交频分复用)， 其特性是高频利用效率。OFDM(包括OFDMA)是一种多载波传输方法， 其采用了多个正交子载波，将传输数据映射到子载波上以进行发射。通 常，与数据相似，将导频信号映射到多个子载波上。如上所述，在同步 检测中，使用这些导频信号来确定各个子载波的信道估计值，并且采用 这些信道估计值来执行数据解调。 图21示出了OFDM通信系统中的发射装置的结构；数据调制部1 例如执行对包括用户数据和控制数据的发射数据的QPSK数据调制，并 将数据转换成具有同相分量和正交分量的被称为码元(symbol)的复基 带信号。时分复用部2执行多个导频码元到数据码元的时分复用。串行/ 并行转换部3将输入数据转换成N码元并行数据，并输出N个子载波抽 样。IFFT(快速傅立叶逆变换)部4对并行输入的N个子载波抽样进行 IFFT处理，并将输出结果合并为离散时间信号(OFDM信号)。保护间 隔插入部5将保护间隔插入到从IFFT部输入的OFDM信号的N码元部 分中，并且发射部(TX)6执行具有所插入的保护间隔的OFDM信号的 DA转换，将OFDM信号频率从基带转换到射频频带，进行高频放大， 并从天线7发射信号。 图22示出了OFDM接收装置的结构。从发射天线7输出的信号通 过衰落信道并由接收装置的接收天线8接收；接收电路(Rx)9将通过 天线接收的RF信号转换成基带信号，并且将基带信号AD转换成数字信 号并输出。FFT定时同步电路10检测从接收电路9输出的时域信号的FFT 定时，并且码元提取部11基于该FFT定时来删除GI并从时域信号中提 取OFDM码元，并将OFDM码元输入到FFT部12。FFT部12对所提取 的由N个抽样组成的每一个OFDM码元执行FFT处理，将这种码元转换 成频域子载波抽样S0到SN-1。信道估计电路13计算以固定间隔接收的导 频信号与已知的导频模式之间的相关性，以对各个子载波执行信道估计， 并且同步检测电路(信道补偿电路)14使用各个子载波的信道估计值来 执行对数据码元的解调。通过上述处理，对分配到各个子载波中的发射 数据进行解调。此后，将解调后的子载波信号(未示出)转换成串行数 据并随后进行解码。 在上述说明中，假定用于数据映射的子载波的数量、IFFT点的数量、 以及FFT点的数量相同；但是实际上，用于数据映射的子载波的数量小 于IFFT点的数量和FFT点的数量。其理由如下。 如果N个数据项被N点IFFT处理为N个子载波f1到fN的分量，则 频谱如图23的(A)所示。在OFDM中，对经IFFT处理的信号进行模 拟转换，并使用低通滤波器从该模拟信号中提取f1到FN基带信号分量， 这些基带信号分量被升频(up-convert)为射频并被发射。为了选择这些 f1到fN基带信号分量，具有锐截止(sharp cutoff)特性的低通滤波器是必 需的，如图23的(A)中所明确示出的；制造这种滤波器很困难。因此， 如图23的(B)中所示，不使用N个子载波f1到fN的两侧的载波，也就 是说，使用Nc个子载波(Nc＜N)来进行数据传输。 除了上述的现有技术之外，已经提出了各种其他方法作为在信道估 计电路13中使用的信道估计方法。这些方法中的第一种方法是一种信道 估计方法，其特征在于，将频域导频信号转换到时域，随后在时域中进 行噪声抑制处理，然后重新转换到频域(参见第一和第二参考文献： Takashi Dateki et al，″ODFM channel estimation by adding a virtual channel frequency response″，2006 Nat′l Conv.Rec.IEICE，B-5-94，and J.J.Beek et al， ″On channel estimation in OFDM systems″，Proc.45th IEEE Vehicular Technology Conference，Chicago，IL，USA，July 1995，pp.815-819)。第二种 方法是一种信道估计方法，其中，在子载波方向和时间轴方向上对导频 进行平均，并且对各个子载波执行信道估计(第三参考文献：参见Kawai et al，″Effect of multi-slot and subcarrier averaging channel estimation filter in QRM-MLD for MIMO multiplexing using OFDCDM″，IEICE Tech.Rep.， RCS2004-68，May 2004)。 图24示出了实现上述第一种信道估计方法的信道估计装置的结构； 两个信道估计部21、22串联连接。第一信道估计部21是包括图22中说 明的现有技术的结构的信道估计部；通过以固定的周期来计算接收到的 导频信号和已知的导频模式之间的相关性，对各个子载波执行信道估计。 第二信道估计部22将第一信道估计部21输出的信道估计值转换到时域， 在时域中执行噪声抑制处理，然后将信号恢复到频域并输出各个子载波 的信道估计值。也就是说，IFFT部22a使用IFFT将从第一信道估计部 21输出的频域信道估计值转换到时域，噪声抑制部22b从时域信道估计 值中将噪声消除到预设电平或低于预设电平，FFT部22c使噪声抑制后 的时域信道估计值恢复到频域并输出频域信道估计值(各个子载波的信 道估计值)。IFFT和FFT也可以被构造为使用IDFT(离散傅立叶逆变换) 和DFT、或者使用IDCT(离散余弦逆变换)和DCT。 在现有技术的第一种信道估计方法中，抑制恒定的噪声电平，使得 通常来说，位于频域中心的子载波的信道估计值改善，但是两端的子载 波的精度降低。图25示出了各个子载波的MSE(均方误差)。MSE是通 过如下操作获得的值：确定通过已知信道h接收到的信号的功率和通过 估计信道h′接收到的信号的功率之间的差，并以不同的方式改变已知信 道，以确定多个功率差，对这些功率差进行平均。如图25所清楚表示的， 两端的子载波的MSE劣化，也就是说，信道估计值劣化；因此，存在这 样的问题：与靠近中心的子载波的数据差错率相比，两端的子载波的数 据差错率劣化。其原因如下。 考虑图26的(A)中示出的时域方波。当对这种方波进行傅立叶变 换时，获得sinc函数。这种sinc函数具有无限区间，因此，频率分量扩 展到无限。也就是说，时域方波可以由无限频率的正弦波来表示。然而， 如图26的(B)所示，考虑在特定频率以及特定频率以上sinc函数被设 置为0(使得仅存在有限的频率分量)的情况。如果在这种近似之后执行 傅立叶逆变换以恢复到时域，则不再能够准确地表示该方波。具体地说， 在方波迅速变化的点附近，也就是在方波的值从0变到1以及从1变到0 的点附近，不再能够进行准确的表示。 在现有技术的第一种信道估计方法中，时域信号是sinc函数信号， 并且为了抑制噪声，在特定阈值处以及低于特定阈值时将信号设置为0。 由于这种操作而出现上述现象，并且在通信频带两端的子载波中出现失 真，从而使得MSE劣化。在第一种信道估计方法的情况下，时域信号是 sinc信号，但是唯一的差别是图26中的t和f被互换，并且获得了相同 的结果。 通过现有技术的第二种信道估计方法，消除了噪声的影响并且提高 了S/N比，但是存在噪声抑制效果很小的问题。 发明内容 因此，本发明的一个目的是提供一种信道估计装置，其包括多个信 道估计部，该信道估计装置在各个信道估计部中执行信道估计，为各个 子载波选择具有良好精度的信道估计值，并改善数据差错率。 本发明进一步的目的是提供一种信道估计装置，其具有大的噪声抑 制效果，并且还改善了两端的子载波的信道估计值，使得能够改善数据 差错率。 本发明进一步的目的是提供一种信道估计装置，其使得能够确定所 有子载波的信道估计值，而不需要将导频码元映射到所有子载波，并且 该信道估计装置可以抑制噪声并获得高精度的信道估计值。 本发明进一步的目的是提供一种信道估计装置，其可以根据多径延 迟扩展、接收SIR、终端移动速度、以及其他特性值来执行两端的子载波 数量的自适应控制，并且该信道估计装置可以改善两端的子载波中的信 道估计值并改善数据差错率。 本发明涉及其中使用多个子载波来进行通信的无线通信中的信道估 计装置。 本发明的第一种信道估计装置包括：第一信道估计部，其基于映射 到各个子载波的导频信号对各个子载波进行信道估计；第二信道估计部， 其使用通过第一信道估计部获得的信道估计值进一步对各个子载波进行 信道估计；以及信道选择部，其根据子载波，选择并输出第一和第二信 道估计部估计的第一和第二信道估计值。 在该第一种信道估计装置中，第二信道估计部包括：第一转换部， 其将第一信道估计部估计的信道估计值转换成时域信道估计值；噪声抑 制部，其对包括在时域信道估计值中的噪声进行抑制；以及第二转换部， 其将噪声抑制后的时域信道估计值转换成频域信道估计值。 在第一种信道估计装置中，当第一信道估计部以规定数量的子载波 的间隔对子载波进行信道估计时，第二信道估计部包括第一转换部，其 将第一信道估计部估计的信道估计值转换成时域信道估计值；零插入部， 其将规定数量的零插入到所述时域信道估计值的中心附近；以及第二转 换部，其将插入了零的时域信道估计值转换成频域信道估计值。 在第一种信道估计装置中，当第一信道估计部以规定数量的子载波 的间隔对子载波进行信道估计时，第二信道估计部包括：第一转换部， 其将第一信道估计部估计的信道估计值转换成时域信道估计值；噪声抑 制部，其对包括在所述时域信道估计值中的噪声进行抑制；零插入部， 其将规定数量的零插入到噪声抑制后的时域信道估计值的中心附近；以 及第二转换部，其将插入了零的时域信道估计值转换成频域信道估计值。 在第一种信道估计装置中，信道选择部选择第一信道估计部估计的 信道估计值作为有效频带两端的子载波的信道估计值，选择第二信道估 计部估计的信道估计值作为该有效频带两端的子载波以外的子载波的信 道估计值，并输出这些值。在这种情况下，信道选择部使用有效频带两 端的恒定数量的子载波。 信道选择部对规定的特性值进行估计，基于估计的特性值来确定有 效频带两端的子载波的数量，选择第一信道估计部估计的信道估计值作 为有效频带两端的以这种方式确定的数量的子载波的信道估计值，并选 择第二信道估计部估计的信道估计值作为有效频带两端的子载波以外的 子载波的信道估计值。 本发明的第二种信道估计装置包括：第一信道估计部，其基于第一 信道估计方法，使用映射到各个子载波的导频信号来对各个子载波进行 信道估计；第二信道估计部，其基于不同于第一信道估计方法的第二信 道估计方法，使用映射到各个子载波的导频信号来对各个子载波进行信 道估计；以及信道选择部，其根据子载波，选择并输出第一和第二信道 估计部估计的第一和第二信道估计值。 在第二种信道估计装置中，信道选择部选择第一信道估计部估计的 信道估计值作为有效频带两端的恒定数量的子载波的信道估计值，选择 第二信道估计部估计的信道估计值作为有效频带两端的子载波以外的子 载波的信道估计值，并输出这些值。 信道选择部对规定的特性值进行估计，基于估计的特性值来确定有 效频带两端的子载波的数量，选择第一信道估计部估计的信道估计值作 为有效频带两端的以这种方式确定的数量的子载波的数量的信道估计 值，并选择第二信道估计部估计的信道估计值作为有效频带两端的子载 波以外的子载波的信道估计值。 通过本发明，提供了多个信道估计部，通过各个信道估计部对信道 进行估计，并且为各个信道选择具有良好精度的信道估计值，以使得可 以改善数据差错率。 通过本发明，将第一信道估计部估计的信道估计值转换成时域信道 估计值，对包括在时域信道估计值中的噪声进行抑制，并且将噪声抑制 后的时域信道估计值转换成频域信道估计值，以使得可以增强噪声抑制 效果，因此可以改善信道估计值并改善数据差错率。 通过本发明，将第一信道估计部估计的信道估计值转换成时域信道 估计值，将规定数量的零插入到时域信道估计值的中心附近，并将插入 了零的时域信道估计值转换成频域信道估计值，以使得即使在没有将导 频信号映射到所有子载波时，也可以获得大的噪声抑制效果，并且因此 可以改善信道估计值并改善数据差错率。 通过本发明，将第一信道估计部估计的信道估计值转换成时域信道 估计值，对包括在时域信道估计值中的噪声进行抑制，将规定数量的零 插入到噪声抑制后的时域信道估计值的中心附近，并将插入了零的时域 信道估计值转换成频域信道估计值，以使得即使在没有将导频信号映射 到所有子载波时，也可以获得大的噪声抑制效果，并且因此可以改善信 道估计值并改善数据差错率。 通过本发明，信道选择部选择第一信道估计部估计的信道估计值作 为有效频带两端的子载波的信道估计值，选择第二信道估计部估计的信 道估计值作为有效频带两端的子载波以外的子载波的信道估计值，并输 出这些值，以使得可以改善有效频带两端的子载波的信道估计值并改善 数据差错率。 通过本发明，根据多径延迟扩展、接收SIR、终端移动速度、以及 其他特性值来执行有效频带两端的子载波数量的自适应控制，并且可以 改善两端的子载波中的信道估计值并改善数据差错率。 根据下面结合附图进行的描述，本发明的其他特征和优点将变得明 了。 附图说明 图1示出了用于说明本发明的原理的MSE特性； 图2示出了本发明第一实施方式的信道估计装置的结构； 图3示出了第一改进实施例的信道估计装置的结构； 图4说明了第一改进实施例的操作； 图5示出了第二改进实施例的信道估计装置的结构； 图6示出了本发明第二实施方式的信道估计装置的结构； 图7示出了使用计算机仿真的第二实施方式的差错率特性的测量结 果； 图8示出了根据本发明第三实施方式的信道估计装置的结构； 图9示出了本发明第四实施方式的信道估计装置的结构； 图10示出了本发明第五实施方式的信道估计装置的结构； 图11说明了延迟扩展； 图12说明了第五实施方式的操作； 图13是第五实施方式的第一改进实施例； 图14是第五实施方式的第二改进实施例； 图15示出了本发明第六实施方式的信道估计装置的结构； 图16说明了第二信道估计部72的信道估计方法； 图17示出了第一和第二信道估计部的MSE特性； 图18是第六实施方式的改进实施例； 图19说明了第七实施方式； 图20示出了在为各个频带提供信道估计装置时，第七实施方式的信 道估计装置的结构； 图21示出了OFDM通信系统中的发射装置的结构； 图22示出了OFDM接收装置的结构； 图23示出了在执行N点IFFT处理时，具有作为N个子载波f1到fN 的分量的N个数据点的频谱； 图24示出了实现第一信道估计方法的信道估计装置的结构； 图25说明了在现有技术的信道估计装置中，各个子载波的MSE(均 方误差)；以及 图26说明了使用第一信道估计方法的MSE的劣化原因。 具体实施方式 (A)本发明的原理 在图24中的在时域中执行噪声抑制的信道估计方法中，两端的子载 波的MSE增大，并且信道估计值的精度降低。顺便提及，噪声消除之前 的MSE(即，图24中的第一信道估计部21的MSE)在图1中由虚线表 示，并且该MSE在两端的子载波处低于噪声抑制后的第二信道估计部22 的MSE。 因此，在本发明中，使用噪声消除之前的信道估计值作为两端的子 载波的信道估计值，并且使用噪声消除之后的信道估计值作为两端的子 载波以外的子载波的信道估计值。通过这种方式，可以增大噪声抑制的 效果，并且还可以改善两端的子载波的MSE(即，信道估计值)，而且可 以改善数据差错率。 在本发明中，提供了多个信道估计部，并且对于各个子载波，通过 选择从MSE很小的信道估计部中输出的信道估计值，可以进行高精度的 信道估计。 (B)第一实施方式 图2示出了本发明第一实施方式的信道估计装置的结构。 以规定的定时向第一信道估计部51输入Nc个子载波的导频信号， 估计并输出各个子载波的信道估计值(k＝0、1、......、Nc-1)。 向第二信道估计部52输入子载波的这些Nc个信道估计值，并且估 计并输出Nc个信道估计值(k＝0、1、......Nc-1)。 信道估计值置换部53基本上选择从第二信道估计部52输出的信道 估计值；但是对于规定的子载波，使用从第一信道估计部51输出的信道 估计值来代替从第二信道估计部52输出的信道估计值。也就是说，在规 定的子载波中，当第一信道估计部51的MSE小于第二信道估计部52的 MSE时，对于这些子载波，信道估计值置换部53使用从第一信道估计部 51输出的信道估计值来代替从第二信道估计部52输出的信道估计值。信 道估计值置换部53执行下列等式的处理，其中被置换的子载波的数量是 i。 可以将信道估计值置换部53构造为使得其为所述规定的子载波选 择从第一信道估计部51输出的信道估计值，为这些子载波以外的其他子 载波选择从第二信道估计部52输出的信道估计值，并输出这些值。 对于信道估计中的噪声抑制处理存在多种方法。例如，如在第一和 第二参考文献中所述，有在时域中执行噪声抑制处理的方法，并且如在 第三参考文献中所述，有在频域中执行噪声抑制处理的方法。可以将第 一实施方式中的第二信道估计部52构造为采用在时域中进行噪声抑制处 理的方法，或者采用在频域中进行噪声抑制处理的方法。 根据第一实施方式，提供了两个信道估计部(它们是第一和第二信 道估计部)，并且选择从对于各个子载波其MSE较小的信道估计部输出 的信道估计值，以使得可以进行高精度的信道估计。 第一改进实施例 在图2的第一实施方式中，采用了具有两个信道估计部的结构，它 们是第一信道估计部51和第二信道估计部52；但是如图3所示，具有多 个信道估计部的结构也是可以的，其中进一步设置了第三信道估计部54。 在这种情况下，信道估计值置换部53为各个子载波选择并输出从MSE 最低的信道估计部输出的信道估计值。例如，如果第一到第三信道估计 部51、52、54的子载波的MSE由图4中的特性A、B、C来表示，则使 用来自具有最小MSE的信道估计部的输出，使得： 1)对于M1或更低的子载波编号，使用第一信道估计部51的输出； 2)对于从M1到M2的子载波编号，使用来自第二信道估计部52 的输出； 3)对于从M2到M3的子载波编号，使用来自第三信道估计部53 的输出； 4)对于从M3到M4的子载波编号，使用来自第二信道估计部52 的输出； 5)对于等于或大于M4的子载波编号，使用来自第一信道估计部51 的输出； 在图2的第一实施方式的情况下，使用具有小MSE的信道估计部的 输出，使得： 1)对于M1或更低的子载波编号，使用第一信道估计部51的输出； 2)对于M1到M4的子载波编号，使用第二信道估计部52的输出； 以及 3)对于等于或大于M4的子载波编号，使用第一信道估计部51的 输出。 第二改进实施例 在第一改进实施例中，第二信道估计部52和第三信道估计部54串 联连接；但是也可以采用其中这两个部并联连接的结构，如图5所示。 (C)第二实施方式 图6示出了本发明第二实施方式的信道估计装置的结构；在该实施 例中，采用在时域中进行噪声抑制处理的方法作为噪声抑制处理方法， 并且在第一实施方式的第二信道估计部52中实施该方法。在图6中，向 与图2的第一实施方式中相同的部分赋予相同的标号。 第一信道估计部51针对多个有效子载波Nc和FFT窗口宽度Nfft 在频域中对信道估计值进行估计，并向第二信道估计部52输入结果。第 二信道估计部52的IFFT部52a对所输入的频域信道估计值A进行IFFT 处理，将这些值转换成时域信号B。这里，该多个有效子载波Nc和FFT 窗口宽度Nfft之间的差意味着与频率轴上的矩形窗相乘。结果，从IFFT 输出的时域信号B相当于与基于Nc和Nfft确定的sinc函数进行了卷积 的信号。 接着，噪声抑制部52b将从IFFT输出的等于或低于预先固定的阈值 TH的时域信号B减小为0，以抑制噪声。通过噪声电平来确定该阈值TH。 最后，FFT部52c在噪声抑制之后对信号C进行FFT处理，以产生频域 信道估计值D，将频域信道估计值D输入到信道估计值置换部53。 从第二信道估计部52输出的信道估计值具有对于各个子载波不同 的信道估计值精度，如图1所示。为此，与第一实施方式相似，对于从 第二信道估计部52输出的信道估计值的精度被认为差的子载波，信道估 计值置换部53使用第一信道估计部51的信道估计值来代替从第二信道 估计部52输出的信道估计值。也就是说，信道估计值置换部53选择并 输出从具有较小MSE的信道估计部输出的信道估计值。通过这种方法， 可以进行高精度的精度估计。 信道估计值确定方法 在两端的子载波中，第二信道估计部52的MSE变大，如图1中的 实线所示，并且信道估计值的精度降低。另一方面，在两端的子载波中， 第一信道估计部51的MSE小于第二信道估计部52的MSE，如虚线所示。 因此，在第二实施方式中，信道估计值置换部53对于两端的子载波以外 的子载波输出第二信道估计部52估计的信道估计值，而对于两端的子载 波输出第一信道估计部51估计的信道估计值。这里，两端的子载波的数 量M可以预先确定为固定值。可以通过识别第一信道估计部51的MSE 小于第二信道估计部52的MSE的子载波来确定子载波的数量M。 此外，以下的构造是可能的：可以预先确定并存储第一信道估计部 51的MSE小于第二信道估计部52的MSE的子载波，并在这些子载波处， 选择第一信道估计部51输出的信道估计值作为信道估计值，而在其他子 载波处选择从第二信道估计部52输出的信道估计值作为信道估计值。在 其他实施方式中也可以类似地采用这种信道估计值确定方法。 仿真结果 图7示出了使用计算机仿真的第二实施方式的差错率特性的测量结 果。横轴表示SNR，纵轴表示BLER(块差错率)，BLER是每个块的差 错的数量。在仿真中，将两端的子载波的数量设置为3。发射/接收方法 被假定为2×2MIMO(2×2多输入多输出)、64QAM、编码率＝3/4、以及 6线典型城市模型(6-ray Typical Urban Model)传播环境。从图7中可以 看出，对于0.1的BLER，所需的SNR提高了大约2dB，对于0.02的BLER， 所需的SNR中提高了大约5dB。 (D)第三实施方式 图8示出了本发明第三实施方式的信道估计装置的结构；向与图2 的第一实施方式中相同的部分赋予相同的标号。第三实施方式是应用于 其中映射了导频码元的子载波的数量较小的情况的实施例，并且第三实 施方式的特征在于执行FFT内插。 下面，对第三实施方式进行说明，假定有效载波的数量是Nc并且按 照每两个子载波一个的比率来映射导频信号。 如果按照每两个子载波一个的比率来映射导频信号，则导频信号的 数量为Nc/2。第一信道估计部51对每隔一个子载波估计总共Nc/2个子 载波信道值，并向第二信道估计部52输入结果。 第二信道估计部52的具有窗口宽度Nfft′的IFFT部52a对Nc/2个 信道估计值A执行IFFT处理，并输出时域信号B。Nfft′是大于Nc/2的2 的幂中的最小值；并且Nfft′＜Nfft。 FFT内插部52d使信号B的FFT窗口宽度从Nfft′加宽到Nfft，插入 多个0，并且通过这种方式输出时间宽度为Nfft的信号C。例如，最小位 置检测部52d-1检测信号B最小的时间位置，并且零插入部52d-2以该位 置为中心在两侧插入(Nfft-Nfft′)/2个零(总共(Nfft-Nfft′)个零)，从 而产生时间宽度为Nfft的信号C。尽管依赖于通信环境，但是信号B最 小的时间位置位于窗口宽度Nfft′的中心附近。因此，FFT内插部52d可 以被构造为使用在窗口宽度Nfft′的中心位置的每一侧上的(Nfft-Nfft′)/2 个零的插入(总共(Nfft-Nfft′)个插入的零)作为简化的方法。 FFT部52c对内插之后的信号C上的Nfft个点进行FFT处理。通过 这种方式，获得了Nfft/Nfft′的分辨率，并且如果Nfft/Nfft′＝2，则可以在 未被映射导频信号的子载波中产生信道估计值。 这里，在内插处理时插入0，以使得与第二实施方式相似，信道估 计值的精度对于各个子载波不同。因此，对于从第二信道估计部52输出 的信道估计值的精度被认为低的子载波，信道估计值置换部53使用第一 信道估计部51的信道估计值来代替从第二信道估计部52输出的信道估 计值。也就是说，对于各个子载波，信道估计值置换部53选择并输出从 MSE较小的信道估计部输出的信道估计值。通过这种方式，可以进行高 精度的信道估计。 根据第三实施方式，即使在没有将导频信号映射到所有子载波时， 也可以使用内插来确定所有子载波的信道估计值，此外，可以执行噪声 抑制来获得高精度的信道估计值。 (E)第四实施方式 图9示出了本发明第四实施方式的信道估计装置的结构，并且是组 合了第二实施方式和第三实施方式的实施例；向与这些实施方式中相同 的部分赋予相同的标号。与第三实施方式的差别在于：在对从IFFT部52a 中输出的时域信号B进行噪声抑制之后，FFT内插部52d执行FFT内插。 FFT内插部52d通过噪声抑制在信号C的零部分的中心位置的两侧插入 (Nfft-Nfft′)/2个零(总共(Nfft-Nfft′)个零)，以产生Nfft时域信号D。 根据第四实施方式，可以获得与第三实施方式相似的有利结果。 (F)第五实施方式 在上面的实施方式中，信道估计值置换部53对于两端的子载波以外 的子载波输出第二信道估计部52估计的信道估计值，而对于两端的子载 波仅输出第一信道估计部51估计的信道估计值。在这种情况下，可以预 先进行测量以将两侧的子载波的数量n确定为固定数量。 在第五实施方式中，基于延迟扩展来自适应地控制子载波的数量n。 图10示出了第五实施方式的信道估计装置的结构；向与第一到第四实施 方式中相同的部分赋予相同的标号。 延迟分散估计部61对多径延迟分散进行估计。图11说明了延迟分 散，并示出了当存在M条路径时的延迟概图(profile)实施例。这里τi是 第i条路径的到达时间，并且Pav(τi)是到达时间τi处的平均功率。延迟分 散是表示延迟量从平均值扩展的程度的指标，并且由下面的等式(2)来 限定。 这里，P0是延迟概图的总功率，其被定义为如下。 平均延迟时间D被定义为如下。 延迟分散估计部61根据等式(2)计算延迟分散，并且如果延迟分 散小于或等于阈值，则信道估计值置换数量控制部62将两端的子载波的 数量设置为n＝n1，而在该值大于阈值时，设置为n＝n2(n1＞n2)，并向信 道估计值置换部53输入载波的该数量n。信道估计值置换部53对于两端 的n个子载波以外的子载波输出第二信道估计部52估计的信道估计值， 而对于两端的n个子载波输出第一信道估计部51估计的信道估计值。 图12示出了第一和第二信道估计部51、52输出的信道估计值的MSE 特性；100是第一信道估计部51输出的信道估计值的MSE特性，并且 101、102是第二信道估计值52输出的信道估计值的MSE特性。为了便 于说明，图12是其中通信频带左侧边缘的子载波部分被放大的特性图。 第一信道估计部51通过对接收到的导频的相位和已知导频的相位 进行比较来执行信道估计，因此其MSE特性100不依赖于延迟分散。另 一方面，从第二信道估计部52中输出的信道估计值的MSE特性依赖于 延迟分散；当几乎不存在延迟分散时，导致MSE特性101，而在延迟分 散很大时，导致MSE特性102。 第一信道估计部51输出的信道估计值的MSE特性100不同于第二 信道估计部52输出的信道估计值的MSE特性101、102。为此，如果延 迟分散很小，则信道估计值置换数量控制部62确定MSE特性101和MSE 特性100的相交点C1，并向信道估计值置换部53输入该相交点处或下 面的子载波的数量n(＝4)(子载波编号0到3)。如果延迟分散很大，则 信道估计值置换数量控制部62确定MSE特性102和MSE特性100的相 交点C2，并向信道估计值置换部53输入该相交点处或下面的子载波的 数量N(＝3)(子载波编号0到2)。实际上，信道估计值置换数量控制部 62预先存储延迟分散大小与两端的载波的数量n之间的对应关系，并根 据延迟分散的大小来输出规定的数量n。 信道估计值置换部53对于两端的n个子载波以外的子载波输出第二 信道估计部52估计的信道估计值，而对于两端的n个子载波输出第一信 道估计部51估计的信道估计值。 以上是延迟分散大小被分成两个范围的情况；但是也可以分成三个 或更多个范围。 第一改进实施例 在第五实施方式中，基于延迟分散来自适应地确定两端的子载波的 数量n；但是与第五实施方式的方法相似，可以对接收装置的SIR进行估 计，并且基于该SIR来确定子载波的数量n。图12示出了这种信道估计 装置的结构；设置了SIR估计部63，而不是图10的延迟分散估计部61。 第二改进实施例 在第五实施方式中，基于延迟分散来自适应地确定两端的子载波的 数量n；但是与第五实施方式的方法相似，可以对接收装置的移动速度V 进行估计，并且基于该速度来确定子载波的数量n。图14示出了这种信 道估计装置的结构；设置了移动速度估计部64用来替代图10的延迟分 散估计部61。移动速度估计部64是公知的(参见JP 10-79701A)，因此 省略对其的详细描述。 (G)第六实施方式 在上面的实施方式中，采用了其中第一信道估计部51和第二信道估 计部52串联连接的结构；但是也可以采用其中使用不同信道估计方法对 信道进行估计的两个信道估计部并联连接的结构，并且根据子载波来选 择性地输出由一个信道估计部输出的信道估计值。 图15示出了该第六实施方式的信道估计装置的结构；第一信道估计 部71采用在第一参考文献或第二参考文献中描述的信道估计方法，因此 例如为具有图24中示出的结构的信道估计部。该第一信道估计部71将 频域信道估计值转换到时域，在时域中执行噪声抑制处理，并随后将信 号恢复到频域并执行信道估计。第二信道估计部72采用在第三参考文献 中描述的信道估计方法，因此在子载波方向和时间轴方向上对导频进行 平均，并且为各个子载波估计信道。 图16说明了第二信道估计部72的信道估计方法；一个帧例如包括 32个OFDM码元，并且4个导频码元(4个OFDM导频码元)被分散并 在一个帧中复用。一个导频码元包括数量等于子载波数量(Nc，例如， 1024)的子载波抽样，因此在接收侧，通过监测导频接收时的FFT输出， 来执行各个子载波的信道估计(幅值特性、相位特性)。第二信道估计部 72形成总共32个子载波抽样的一个组，其为频率方向上的8个子载波抽 样乘以时间方向上的4个子载波抽样，如图16中PG1所示；该组的FFT 输出的平均值被用作中心子载波的接收到的导频信号的幅值和相位。然 后，将该导频信号的幅值和相位与已知导频信号的幅值和相位进行比较， 以对子载波信道进行估计。通过形成总共32个子载波抽样的组来获得下 一子载波的信道估计值，其为偏移了一个子载波的频率方向上的8个子 载波抽样乘以时间方向上的4个子载波抽样，如PG2所示；类似地计算 该组PG2中的平均值。通过这种方式，根据对信道值进行平均，可以消 除噪声的影响，并且可以提高S/N比。 在图17中由实线表示第一信道估计部71的MSE特性，而在图17 中由虚线来表示第二信道估计部72的MSE特性；因此，信道估计值选 择部73对于两端以外的子载波选择并输出从第一信道估计部71输出的 信道估计值，而对于两端的子载波选择并输出从第二信道估计部72输出 的信道估计值。 在第六实施方式中，信道估计值选择部73可以被构造为通过预先执 行的测量来确定两端的子载波的数量n，并对于两端的n个子载波选择并 输出从第二信道估计部72输出的信道估计值。此外，与图10到图14相 似，信道估计值选择部73还可以测量延迟分散、SIR、终端移动速度(衰 落频率)以及其他参数，并自适应地确定n。图18示出了这种结构；除 图15中的结构之外，设置了特性估计部74和子载波数量确定部75，特 性估计部74估计延迟分散、SIR、终端移动速度(衰落频率)、以及其他 特性，子载波数量确定部75基于这些特性值来确定两端的子载波的数量。 (H)第七实施方式 在上面的实施方式中，导频信号被一起映射到特定的单个频带；但 是如图19所示，存在其中第一导频信号组和第二导频信号组被映射到远 端频率(distant frequency)的多个频带(在该图中为2个)的情况。此 外，存在其中使用不同的方法将导频信号映射到两个或更多个频带的情 况。例如，在第一频带中，可以连续地映射导频信号，而在第二频带中， 可以每隔一个子载波地映射导频信号。 在这种情况下，为各个频带提供信道估计装置，并且对所有频带估 计信道。图20示出了该第七实施方式的信道估计装置的结构；导频信号 分离部81将所有频带的导频信号分为两个频带组，它们是第一和第二组。 第一信道估计装置82例如包括图6中示出的第二实施方式的结构，并使 用第一频带导频信号对第一频带中的子载波进行信道估计，而第二信道 估计装置83也例如包括图6中示出的第二实施方式的结构，并使用第二 频带导频信号对第二组中的子载波进行信道估计，并输出结果。 在上面的描述中，已对OFDM无线通信中的信道估计进行了说明； 然而，本发明不限于OFDM，并且通常可以应用于使用多载波的无线通 信中的信道估计。 在不脱离本发明的精神和范围的情况下，可以实现多种明显不同的 本发明的实施方式，因此应当理解，本发明不限于其特定的实施方式， 除了如在所附权利要求中所限定的以外。