[0001] 本发明属于三相永磁同步电机的电流控制领域，具体涉及用于DTP‑PMSM全速域开路故障容错运行的PIR控制器及控制方法。

[0002] 多相电动机通常被认为具有较高的容错能力。定子断相故障是多相电动机的一种典型故障，如开相故障。目前大量学者和机构对双三相永磁同步电机(Dual three phase permanent magnet synchronous motor,DTP‑PMSM)的断相故障建模与控制进行了大量的工作。目前，双三相永磁同步电机的控制器一般使用比例积分(Proportional integral,PI)控制，但由于DTP‑PMSM在一路开相的情况下，dq轴电流同时包含直流量和交流量，PI控制器只能控制直流量，目前的研究一般采用低通滤波器和坐标变换的方式，将电流的直流量和交流量分开，再用两个PI控制器得到旋转坐标系的电压参考量，这样控制器的个数就会增加一倍，而并不适用于工业自动化生产等情况。为此，亟需一种适用于双三相永磁同步电机宽速域范围，有效的且算法复杂度低的比例积分谐振控制器。

[0042] 下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其它实施例，都属于本发明保护的范围。

[0043] 实施例1

[0044] 本实施例中，如图1所示，提出用于DTP‑PMSM全速域开路故障容错运行的PIR控制器，介绍其数学模型和控制应用；

[0045] 1)DTP‑PMSM开相故障模型：

[0046] DTP‑PMSM的两组三相绕组分别命名为相ABC和相XYZ，以 的电角度隔开。以A相开相为例，故障的ABC绕组的电流可以表示为。

[0047]

[0048] 其中，iABC为故障三相绕组ABC的相电流，If为A相开路时的电流幅值，θ1为相ABC的电流角度，θ为电机转子的角度。

[0049] 将其在双dq坐标系下变换，ABC相转换为dq坐标系下的电流，id1，iq1为，[0050]

[0051] 由式(2)可以看出，id1和iq1存在双频电流分量，这是造成转矩脉动的原因。为了减轻转矩脉动现象，健康的三相绕组的补偿电流分量应与双频分量相异180度，如下所示，[0052]

[0053] 其中，θ2为相ABC的电流角度。

[0054] 由于双dq变换下的dq轴电流同时包括直流量和双频分量(交流量)，而传统PI控制只能控制直流量，为达到控制目标，本发明采用PIR控制，可以省略滤波和坐标变换的步骤，直接控制直流量和交流量，并只需要主流控制策略一半的控制器，在不影响输出电压参考值的情况下，达到减少算法复杂度的目的。

[0055] 2)PIR控制器的数学模型

[0056] 本发明采用的PIR控制器位于电流内环，控制量为四个电流参考信号和实际值的差值，输出量为四个电压参考信号。

[0057] PIR控制器在谐振频率fr处具有无限增益，因此电流控制器可以直接跟随正弦参* *考信号i qid，稳态误差为0。PIR控制器的数学模型直接由PI控制器的传递函数G(s)导出，如下式所示。

[0058]

[0059] 其中，s为连续信号的复频率算子，kp是比例增益，ki是积分增益，kr是谐振增益，ωc是谐振角带宽，ωr是谐振角频率，其中，ωr＝2πfr，fr是谐振频率；

[0060] 若以上参数为定参数，则传递函数的各项参数保持不变，当DTP‑PMSM的速度变化的时候，PIR控制器的直流量不变，交流量变化，即kp，ki不变，kr，ωr变化。

[0061] 由于DTP‑PMSM在实际应用情况下，存在转速变化和故障情况，所以定参数的PIR控制器不能适用于全部情况，本发明设计了一种跟随电机转速变化的PIR控制；

[0062] 将DTP‑PMSM的交流量的频率设为ωe，ωe和转速的关系为ωe＝ωmgp/60，其中，ωm为电机转速，p为DTP‑PMSM的极对数，p＝5。电机的转速(ωm)范围为0＜ωm＜1500rpm，可得a的范围为0＜a＜125Hz。PIR控制器的谐振频率设为fr，范围为0＜fr＜125Hz。转速和谐振频率的关系如下：

[0063]

[0064] 现有的由于DTP‑PMSM本身发生故障时存在一定的转速纹波，所以本发明的PIR控制器引入谐振带宽fc，由式(7)可知，DTP‑PMSM的谐振频率变化量在谐振带宽fc的范围内，kr和fr保持不变，当电机谐振频率的变化量超过fc时，算法将自动修订参数。如图2所示，谐振频率的实际值和现有控制的谐振频率以及本发明改进控制的谐振频率的对比。

[0065] 接下来对本发明中的PIR控制器进行改进的双线性变化离散化处理。

[0066] 由于双线性变化过程中，角频率在约靠近0的时候越准确，在约靠近±π/T的时候会出现频率畸变，所以双线性变化只能在低频段s域与z域保持较好的线性关系，因此双线性变换仅适用于谐振频率较低的控制器。本发明的应用场景是宽范围的调速系统，为在改善频率畸变的问题，采用一种改进的双线性变换的方式，其变换方程为：

[0067]

[0068] 其中，s为传递函数的复频率算子，z为离散化处理后的传递函数自变量；ω为改善频率畸变处的频率，T为采样周期，由式5可以看出，在频率ω处控制器幅值相等。

[0069] 式(6)的传递函数为s函数，采用PIR控制对双三相PMSM系统进行数字控制时，为了简化离散化过程，本发明仅对谐振控制器进行离散化，其实现可以使用双线性变化，变化后得到控制器的差分方程为：

[0070] y(k)＝b0e(k)+b2e(k‑2)‑a1y(k‑1)‑a2y(k‑2) (7)

[0071] 式中，k为时间变量，代表第k时刻；y(k)为改进的离散化传递函数的k时刻的输出项；e(k)代表第k时刻的误差项；b0、b2分别为改进的离散化处理后e(k)和e(k‑2)的系数，a1、a2分别为该技能的离散化处理后y(k‑1)和y(k‑2)的系数。

[0072] 其中：

[0073]

[0074] 式中，Ts为采样时间，ωa是预畸变的角频率点。

[0075] 实施例2

[0076] 本实施例中，介绍用于DTP‑PMSM全速域开路故障容错运行的PIR控制器的控制方法。

[0077] 首先，发现问题：

[0078] (1)PIR控制的谐振频率点易出现开关量切换的高频振荡问题。对交流量的控制，现有方法大多采用PIR控制，但是谐振频率点大多是固定不变的。也有部分方法可以跟着不同转速改变谐振频率，但大多为查表法等，这样的就会发生一个弊端，若电机转速一直在谐振频率的切换点震荡，就会出现如图2中的蓝色线的结果，会对整个系统的稳定性和连贯性造成很大的威胁。

[0079] (2)现有双三项永磁同步电机在单相开路故障情况下的容错控制，多采用坐标变换、直流交流量分开控制的办法，这样会造成控制复杂等问题。

[0080] 然后解决问题：

[0081] (1)本发明不以谐振频率某些固定的数值为分类，而是以变化量作为切换谐振频率的依据。当转速的变化量大于等于转速带宽fc时，也就是谐振频率fr的变化量 时，才会将谐振频率更改为当前值。该做法可以减少实际电机工作时，由于干扰和谐波、逆变器非线性等原因造成的转速纹波，造成的谐振频率的快速切换，则会出现高频信号干扰。

[0082] (2)省略负序电流坐标变换部分，以及将八个PI控制器减少为4个PIR控制器，可以同时控制直流量和交流量。

[0083] 基于上述内容，提出用于DTP‑PMSM全速域开路故障容错运行的PIR控制器的控制方法PIR控制器的控制方法，包括以下步骤：

[0084] S1，对DTP‑PMSM开相故障进行建模，得到故障绕组的电流表达式；

[0085] 本发明的实验对象为单路开相的双三相永磁同步电机，考虑磁路饱和的影响，建立故障绕组的电流表达式(式(1))：

[0086]

[0087] 其中，iABC为故障三相绕组ABC的相电流，If为A相开路时的电流幅值，θ1为相ABC的电流角度，θ为电机转子的角度。

[0088] S2，基于故障绕组的电流表达式，对故障绕组的三相电流进行坐标变化，得到故障绕组的dq轴电流的双频分量和直流量，并采用PIR控制同时控制直流量和双频分量，建立的PIR控制器的传递函数；

[0089] 在双dq坐标系下变换，ABC相转换为dq坐标系下的电流，对故障绕组的三相电流进行坐标变化的表达式为：

[0090]

[0091] 式中，id1和iq1存在双频电流分量，这是造成转矩脉动的原因。

[0092] PIR控制器的传递函数G(s)为：

[0093]

[0094] 其中，s为连续信号的复频率算子，kp是比例增益，ki是积分增益，kr是谐振增益，ωc是谐振角带宽，ωr是谐振角频率，其中，ωr＝2πfr，fr是谐振频率。

[0095] S3，基于PIR控制器的传递函数，对PIR控制器进行改进的双线性变化离散化处理，来对信号进行预畸变处理，并得处理后的传递函数；

[0096] 实际控制中一般采用离散方式对电机进行控制算法的载入和控制，所以将式(4)的传递函数离散化。由于传统的双线性信号只在低频时可以保持良好的信号跟踪特性，但本发明控制的是高频信号，所以离散化时需要对信号进行预畸变处理，其变换函数如式(6)所示，离散化后的传递函数如式(7)所示。

[0097] PIR控制器进行改进的双线性变化离散化处理的变换函数为：

[0098]

[0099] 其中，s为传递函数的复频率算子，z为离散化处理后的传递函数自变量；ω为改善频率畸变处的频率，T为采样周期；

[0100] 经改进的双线性变化离散化处理后的PIR控制器的传递函数为；

[0101] y(k)＝b0e(k)+b2e(k‑2)‑a1y(k‑1)‑a2y(k‑2) (7)

[0102] 式中，k为时间变量，代表第k时刻；y(k)为改进的离散化传递函数的k时刻的输出项；e(k)代表第k时刻的误差项；b0、b2分别为改进的离散化处理后e(k)和e(k‑2)的系数，a1、a2分别为该技能的离散化处理后y(k‑1)和y(k‑2)的系数。

[0103] 其中：

[0104]

[0105] 式中，Ts为采样时间，ωa是预畸变的角频率点。

[0106] 传递函数在连续、经过双线性变化和预畸变双线性变化的对比如图2所示。离散化处理的目的为了更符合电机控制的离散控制，离散化后的bode图应与连续域的bode图保持一致。但由于采样时间的选择和截至频率的畸变，会导致双线性变化在低频的时候可以有良好的跟踪特性，而在高频的时候会出现频率畸变的现象。本发明的做法是在电机的谐振频率处做预畸变处理。将电机谐振频率设为100Hz，由图2可知，经过预畸变离散化处理(红色)的bode图和连续域(蓝色)在指定频率(100Hz)处的幅值和相位均保持一致。

[0107] 基于类似的发明构思，本发明实施例还提供一种计算机存储介质，存储有ding错运行的PIR控制器的控制方法。

[0108] 基于类似的发明构思，本发明实施例提供一种电子设备，包括：处理器、存储器、通信接口和通信总线，所述处理器、所述存储器和所述通信接口通过所述通信总线完成相互间的通信；

[0109] 所述存储器用于存放至少一条可执行指令，所述可执行指令使所述处理器执行上述的用于DTP‑PMSM全速域开路故障容错运行的PIR控制器的控制方法对应的操作。

[0110] 基于类似的发明构思，本发明实施例还提供一种计算机程序产品，包括计算机指令，所述计算机指令指示计算设备执行上述的用于DTP‑PMSM全速域开路故障容错运行的PIR控制器的控制方法对应的操作。

[0111] 实施例3

[0112] 本实施例中，对实施例2中控制方法的效果进行实验验证，验证过程为：

[0113] 步骤1：建立实际控制中的谐振频率曲线和现有方法(将直流量和交流量混合的电流项先经过坐标变换再用八个PI项控制的方法)的谐振频率曲线。

[0114] 步骤2：本发明提出的谐振频率与前两种方法(连续域和双线性离散化变化)的对比。

[0115] 实验结果如图3所示，其中，红色的线为谐振频率的实际值，蓝色线表示现有控制的谐振频率，可以看出，当谐振频率在查表法中的上下限的时候，由于实际控制中的各种干扰信号和转速纹波的存在，虽然变化幅值很小，但会造成谐振频率的不必要切换，会产生高频信号，对控制器产生干扰。本发明将变化幅值作为切换的条件，就解决了这个问题，由图3可以看出，减少了频率切换造成的高频信号影响。

[0116] 本发明的方法可在硬件、固件中实现，或者被实现为可存储在记录介质(诸如CD ROM、RAM、软盘、硬盘或磁光盘)中的软件或计算机代码，或者被实现通过网络下载的原始存储在远程记录介质或非暂时机器可读介质中并将被存储在本地记录介质中的计算机代码，从而在此描述的方法可被存储在使用通用计算机、专用处理器或者可编程或专用硬件(诸如ASIC或FPGA)的记录介质上的这样的软件处理。可以理解，计算机、处理器、微处理器控制器或可编程硬件包括可存储或接收软件或计算机代码的存储组件(例如，RAM、ROM、闪存等)，当所述软件或计算机代码被计算机、处理器或硬件访问且执行时，实现在此描述的方法。此外，当通用计算机访问用于实现在此示出的方法的代码时，代码的执行将通用计算机转换为用于执行在此示出的该方法的专用计算机。

[0117] 以上显示和描述了本发明的基本原理、主要特征和本发明的优点。本行业的技术人员应该了解，本发明不受上述实施例的限制，上述实施例和说明书中描述的只是说明本发明的原理，在不脱离本发明精神和范围的前提下，本发明还会有各种变化和改进，这些变化和改进都落入要求保护的本发明范围内。