技术领域
[0001] 本发明涉及显示技术领域，更具体地，涉及一种信号产生电路。
相关背景技术
[0002] 随着液晶显示(Liquid Crystal Display,LCD)技术的不断发展，LCD越来越普及，为了保护使用者的隐私，可通过驱动聚合物分散液晶(polymer dispersed liquid crystal,PDLC)的方法实现防窥功能。
[0003] 图1示出了现有技术的PDLC驱动电路的信号波形示意图。
[0004] 在现有技术中，PDLC驱动电路具有运算放大器，根据输入信号产生输出信号Vout，并且运算放大器需要正相供电信号VS+与反相供电信号VS-进行供电，如图1所示，输出信号Vout为交流信号，而正相供电信号VS+与反相供电信号VS-的电压始终保持恒定，从而造成了PDLC驱动电路功耗很高的问题。
具体实施方式
[0027] 以下将参照附图更详细地描述本发明。在各个附图中，相同的元件采用类似的附图标记来表示。为了清楚起见，附图中的各个部分没有按比例绘制。此外，可能未示出某些公知的部分。
[0028] 在下文中描述了本发明的许多特定的细节，以便更清楚地理解本发明。但正如本领域的技术人员能够理解的那样，可以不按照这些特定的细节来实现本发明。
[0029] 图2示出了本发明实施例的信号产生电路的示意框图，图3示出了本发明实施例的信号产生电路的理想信号波形示意图。
[0030] 如图2、图3所示，本发明实施例的信号产生电路包括供电单元110与主电路单元120。
[0031] 供电单元110用于提供正相供电信号VS+和反相供电信号VS-，并根据输入信号Vin1调节正相供电信号VS+的电压值和反相供电信号VS-的电压值。
[0032] 主电路单元120的正相电源端接收正相供电信号VS+，主电路单元120的反相电源端接收反相供电信号VS-，并且主电路单元120根据输入信号Vin2产生输出信号Vout。其中，输出信号Vout为正弦波，在正常供电状态下，正相供电信号VS+的瞬时电压值高于输出信号Vout的瞬时电压值，反相供电信号VS-的瞬时电压值低于输出信号Vout的瞬时电压值，在输出信号Vout的每个正半周期内，正相供电信号VS+与输出信号Vout的变化趋势一致，且在输出信号Vout的每个负半周期内，反相供电信号VS-与输出信号Vout的变化趋势一致。
[0033] 在本实施例中，输入信号Vin1为基准正弦信号，输入信号Vin2为正弦波。
[0034] 在其他实施例中，供电单元110也可以接收输入信号Vin2，代替输入信号Vin1，从而将输入信号Vin2作为基准正弦信号。
[0035] 图4示出了图2中供电单元的结构示意图。
[0036] 如图4所示，供电单元110包括：整流模块111、调节模块112以及输出模块113。整流模块111对输入信号Vin1进行全波整流以获得整流信号Vmid。调节模块112根据正相供电信号VS+产生反馈信号FB，并根据整流信号Vmid调节反馈信号FB。输出模块113用于产生正相供电信号VS+与反相供电信号VS-，并根据反馈信号FB调节正相供电信号VS+与反相供电信号VS-的电压值。
[0037] 图5示出了图4中整流模块的电路结构示意图，图6示出了图5中整流模块的信号波形示意图。
[0038] 如图5所示，整流模块111包括：第一运算放大器OP1、第二运算放大器OP2、二极管D1(第一二极管)、二极管D2(第二二极管)、第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3、第四电阻R4以及第五电阻R5。
[0039] 第一运算放大器OP1的正相供电端与第二运算放大器OP2的正相供电端接收第一参考电压VGH。第一运算放大器OP1的反相供电端与第二运算放大器OP2的反相供电端接收第二参考电压VGL。第一电阻R1、第二电阻R2以及第三电阻R3依次串联在第一运算放大器OP1的反相输入端与第二运算放大器OP2的输出端之间，并在第二运算放大器OP2的输出端获得整流信号Vmid。第四电阻R4的第一端接收基准正弦信号(例如输入信号Vin1)。第四电阻R4的第二端与第一运算放大器OP1的反相输入端相连。第五电阻R5串联在第一运算放大器OP1的反相输入端与二极管D2的阴极之间。二极管D1的阴极与二极管D2的阳极分别与第一运算放大器OP1的输出端相连。二极管D1的阳极与第一电阻R1、第二电阻R2之间的中间节点Q1相连。第一运算放大器OP1的正相输入端与参考地电位相连。第二运算放大器OP2的正相输入端与二极管D2的阴极相连。第二运算放大器OP2的反相输入端与第二电阻R2、第三电阻R3之间的中间节点Q2相连。
[0040] 在一些具体的实施例中，第一电阻R1的阻值包括10千欧，第二电阻R2的阻值包括10千欧，第三电阻R3的阻值包括30千欧，第四电阻R4的阻值包括10千欧，第五电阻R5的阻值包括27.4千欧。
[0041] 然而本发明实施例并不限于此，本领域技术人员可以根据需要对上述参数进行其他设置。
[0042] 图7示出了图4中调节模块与输出模块的电路结构示意图。
[0043] 如图7所示，调节模块112包括：第六电阻R6、第七电阻R7、第八电阻R8以及三极管M1。第六电阻R6、第七电阻R7以及第八电阻R8依次串联在三极管M1的发射极与参考地电位之间。三极管M1的基极接收整流信号Vmid。三极管M1的集电极与第七电阻R7、第八电阻R8之间的中间节点Q3相连。第六电阻R6与第七电阻R7之间的中间节点Q4与正相供电信号VS+的输出端相连。
[0044] 在一些具体的实施例中，三极管M1包括PNP型三极管、第六电阻R6的阻值包括6.34千欧、第七电阻R7的阻值包括287千欧、第八电阻R8的阻值包括500欧。
[0045] 然而本发明实施例并不限于此，本领域技术人员可以根据需要对上述参数进行其他设置。
[0046] 输出模块113包括：驱动芯片U1、保险丝F1、电感L1、二极管D3、二极管D4、二极管D5、多个电容C1至C5、第十五电阻R15以及第十六电阻R16。
[0047] 驱动芯片U1具有：过压保护端OVP(其检测阈值为1.2V)、反馈端FB、滤波端DMIC(用于将PWM信号过滤为直流电压)、接地端GND、升压变换器开关节点LX、电源输入端VIN、调光控制输入端PWM、使能端EN(当使能端EN接收到高电平时，驱动芯片U1开始工作)以及裸露焊盘EPAD(用于将驱动芯片U1焊接到印制电路板上，连接到模拟地，从而获得最大耗散功耗)。
[0048] 使能端EN与调光控制输入端PWM接收基准电压VDD。保险丝F1与电感L1串联在使能端EN与二极管D3的阳极之间。保险丝F1与电感L1之间的中间节点Q5和电源输入端VIN相连。电容C1串联在中间节点Q5与参考地电位之间。电感L1与二极管D3之间的中间节点Q6和升压变换器开关节点LX相连。裸露焊盘EPAD、接地端GND分别与参考地电位相连。电容C2串接在二极管D3的阴极与参考地电位之间。第十五电阻R15与第十六电阻R16依次串接在二极管D3的阴极与参考地电位之间。在二极管D3的阴极输出正相供电信号VS+。电容C3串接在滤波端DMIC与参考地电位之间。第十五电阻R15与第十六电阻R16之间的中间节点Q7和过压保护端OVP连接。反馈端FB与中间节点Q3相连。电容C4串接中间节点Q6与二极管D4的阴极之间。在二极管D4的阳极输出反相供电信号VS-。电容C5串接在二极管D4的阳极与参考地电位之间。
二极管D5串接在二极管D4的阴极与参考地电位之间。
[0049] 驱动芯片U1、电感L1以及二极管D3构成升压电路(Boost)，用于根据基准电压VDD产生正向供电信号VS+。二极管D4、二极管D5以及电容C4构成反向电路，用于根据基准电压VDD产生反向供电信号VS-，反向电路通过中间节点Q6与升压电路相连，使得反向供电信号VS-的电压值与正向供电信号VS+的电压值同步调节。
[0050] 在一些具体的实施例中，基准电压为3.3V；保险丝F1的熔断电压为32V，熔断电流为0.75A；电感为10μH；电阻R15为237千欧；电阻R16为9.76千欧；电容C1为三个电容并联的等效电容，三个电容分别为0.1μF、2.2μF、2.2μF；电容C2为三个电容并联的等效电容，三个电容分别为0.1μF、2.2μF、2.2μF；电容C3为10nF；电容C4为1μF；电容C5为两个电容并联的等效电容，两个电容分别为0.1μF、2.2μF；过压保护端OVP的保护电压为(1+R15/R16)*1.2V。
[0051] 然而本发明实施例并不限于此，本领域技术人员可以根据需要对上述参数进行其他设置。
[0052] 图8示出了图2中主控单元的电路结构示意图。
[0053] 如图8所示，主路单元120包括：第三运算放大器OP3、第四运算放大器OP4、第九电阻R9、第十电阻R10、第十一电阻R11、第十二电阻R12、第十三电阻R13以及第十四电阻R14。
[0054] 第三运算放大器OP3的正相供电端与第四运算放大器OP4的正相供电端分别接收正相供电信号VS+。第三运算放大器OP3的反相供电端与第四运算放大器OP4的反相供电端分别接收反相供电信号VS-。第九电阻R9的第一端接收输入信号Vin2。第九电阻R9的第二端与第三运算放大器OP3的反相输入端相连。第十电阻R10、第十一电阻R11以及第十二电阻R12依次串联在第三运算放大器OP3的反相输入端与第四运算放大器OP4的输出端之间，并且在第四运算放大器OP4的输出端产生输出信号Vout。第十三电阻R13串联在第三运算放大器OP3的正相输入端与参考地电位之间。第十四电阻R14串联在第四运算放大器OP4的正相输入端与参考地电位之间。第三运算放大器OP3的输出端与第十电阻R10、第十一电阻R11的中间节点Q8相连，第四运算放大器OP4的反向输入端与第十一电阻R11、第十二电阻R12的中间节点相连Q9。
[0055] 在一些具体的实施例中，第九电阻R9的阻值包括20千欧，第十电阻R10的阻值包括68千欧，第十一电阻R11的阻值包括20千欧，第十二电阻R12的阻值包括20千欧，第十三电阻R13的阻值包括20千欧，第十四电阻R14的阻值包括20千欧。
[0056] 然而本发明实施例并不限于此，本领域技术人员可以根据需要对上述参数进行其他设置。
[0057] 下面将结合图3至图8对本发明的电路原理进行详细说明。分输入信号Vin1处在正半周期、负半周期两阶段进行如下讨论：
[0058] 在整流模块111中，当Vin1处在正半周期时，二极管D2反相截止，二极管D1正相偏置，第一运算放大器OP1与第二运算放大器OP2均工作在反相比例器状态，此时，第一运算放大器OP1的正相输入端的电压V1P与反相输入端的电压V1N以及第二运算放大器OP2的正相输入端的电压V2P均为0V，第一运算放大器OP1的放大倍数β1由等式(1)可得：
[0059]
[0060] 其中，R1为10千欧，R4为10千欧，放大倍数β1为-1。
[0061] 第二运算放大器OP2的放大倍数β2由等式(2)可得：
[0062]
[0063] 其中，R2为10千欧，R3为30千欧，放大倍数β1为-3。
[0064] 整流信号Vmid由等式(3)可得：
[0065] Vmid＝β1*β2*Vin1＝3*Vin1 (3)
[0066] 当Vin1处在负半周期时，二极管D2正相偏置，二极管D1反相截止，流经第四电阻R4与第一电阻R1的中间节点Q0的电流IQ0可以分别通过等式(4)与等式(5)计算：
[0067]
[0068]
[0069] 由等式(4)与等式(5)可得等式(6)：
[0070]
[0071] 从第一运算放大器OP1与第二运算放大器OP2“虚短”考虑，可以获得等式(7)与等式(8)：
[0072] V1N＝V1P＝0 (7)
[0073] V2N＝V2P (8)
[0074] 其中，V2N为第二运算放大器OP2的反相输入端的电压，由等式(6)、(7)、(8)可得等式(9)：
[0075]
[0076] 其中，第一电阻R1的阻值为10千欧，第二电阻R2的阻值为10千欧，第四电阻R4的阻值为10千欧，第五电阻R5的阻值为27.4千欧，将R1、R2、R4、R5的阻值代入等式(9)可得等式(10)：
[0077] V2P＝V2N＝-1.156*Vinl (10)
[0078] 流经第一电阻R1与第二电阻R2的中间节点Q1的电流IQ1可以分别通过等式(11)与等式(12)计算：
[0079]
[0080]
[0081] 其中，VQ1为中间节点Q1的电压。
[0082] 由等式(11)与(12)可得等式(13)：
[0083]
[0084] 由等式(13)与(7)可得等式(14)：
[0085]
[0086] 其中，第一电阻R1的阻值为10千欧，第二电阻R2的阻值为10千欧，将R1、R2的阻值代入等式(14)并结合可等式(10)得等式(15)：
[0087] VQ1＝0.5*V2N＝-0.578*Vin1(15)
[0088] 从第二运算放大器OP2“虚断”考虑，流经第二电阻R2与第三电阻R3的中间节点Q2的电流IQ2可以分别通过等式(16)与等式(17)计算：
[0089]
[0090]
[0091] 由等式(16)与(17)可得等式(18)：
[0092]
[0093] 由等式(18)可得等式(19)：
[0094]
[0095] 其中，第二电阻R2的阻值为10千欧，第三电阻R3的阻值为30千欧，将R2、R3的阻值代入等式(19)并结合可等式(14)与(15)得等式(20)：
[0096] Vmid＝-2.89*Vinl (20)
[0097] 在本实施例中输入信号Vin1的电压范围是-6V至+6V，整流信号Vmid的电压范围是0V至+18V，如图6所示。
[0098] 在调节模块112中，当整流信号Vmid的电压从0V上升至+18V的过程中，三级管M1的发射极电压随Vmid的电压上升而上升，发射极极的电流减小，集电极与发射极之间的等效电阻REC增大，电阻R7与电阻R2、电阻REC并联的等效电阻((R6+RCE)//R7)增大，由等式(21)可得正相供电信号VS+：
[0099]
[0100] 其中，由于等效电阻((R6+RCE)//R7)增大，正相供电信号VS+增大。
[0101] 当整流信号Vmid的电压从+18V下降至0V的过程中，三级管M1的发射极电压随Vmid的电压下降而下降，发射极的电流增大，集电极与发射极之间的等效电阻REC减小，等效电阻((R6+RCE)//R7)减小，由等式(21)可得正相供电信号VS+减小。
[0102] 在此过程中，驱动芯片U1通过反馈端FB接收反馈信号(包括集电极的电压和/或电流)调节升压变换器开关节点LX的信号，从而使得反相供电信号VS-的电压与正相供电信号VS+的电压同步调节。
[0103] 在主电路单元120中，输入信号Vin2经第三运算放大器OP3与第四运算放大器OP4产生输出信号Vout，由于输入信号Vin2为正弦信号，经运算放大器放大后的输出信号Vout也为正弦信号。
[0104] 图9示出了本发明实施例的信号产生电路的实际信号波形示意图。
[0105] 如图9所示，输出信号Vout为正弦波，在正常供电状态下，正相供电信号VS+的瞬时电压值高于输出信号Vout的瞬时电压值，反相供电信号VS-的瞬时电压值低于输出信号Vout的瞬时电压值，在输出信号Vout的每个正半周期内，正相供电信号VS+与输出信号Vout的变化趋势一致，且在输出信号Vout的每个负半周期内，反相供电信号VS-与输出信号Vout的变化趋势一致，在本实施例中，经输出模块113产生的正相电源电压VS+的范围在+6.7V至+24.3V之间，反相电源电压VS-的范围在-24.5V至-9.1V之间。与现有技术相比，本发明的信号产生电路的功耗可降低85mW。
[0106] 应当说明的是，在本文中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。
[0107] 依照本发明的实施例如上文所述，这些实施例并没有详尽叙述所有的细节，也不限制该发明仅为所述的具体实施例。以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用已限制本发明，任何熟悉本专业的技术人员，再不脱离本发明技术方案范围内，当可利用上述揭示的技术内容作出些许变更或修饰等，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换或改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。本说明书选取并具体描述这些实施例，是为了更好地解释本发明的原理和实际应用，从而使所属技术领域技术人员能很好地利用本发明以及在本发明基础上的修改使用。
