[0001] 本发明涉及一种耐高压电路，本发明还涉及一种应用该耐高压电路的耐高压恒流源电路。

[0002] 理想恒流源定义为不随电源电压和温度变化的电流，电流值具有零温度系数，且所处的工作电压环境也是有限的；传统的具有负温度系数的恒流源对于自激推挽式变换器的性能提高是很大意义的，如图1-1所示，图中I_fu为负温度系数恒流源，它可以解决自激推挽式变换器中因温度变化带来的低温启动难而高温短路易烧坏的缺点，但是仍然存在一个问题，就是当自激推挽式变换器的输入电压非常高时，由于受到了工艺限制，这样传统的负温度系数恒流源无法工作于超高输入电压下。

[0003] 专利申请号为201310044913与专利申请号为201310289994中都提出来了一种能够解决专利申请号为201110200894中已公开的采用不易集成热敏电阻的具有负温度系数恒流源，但是201310044913和201310289994专利申请文件中提出的具有温度系数的恒流源会受到工艺要求限制，即正常的工作电压范围是有限制的，如果需要工作于超出工艺限制的电压环境下，恒流源就会受到损坏。目前工业飞速发展，电源输入电压范围越来越宽，所处的输入工作电压的越来越高，对于元件的耐压性能要求也就变得越来越高，而传统定义具有温度系数恒流源由于无法工作于超高电压，这样就限制了传统恒流源的应用范围，图1-2即为传统意义上的负温度特性恒流源。

[0004] 传统的集成电路耐压性能一般都是基于工艺固有耐压特性而设计的，即设计出来的电路的正常工作电压无法超过工艺耐压限度，属于低压设计。

[0005] 另外，现有的高压线性稳压器（LDO）可以将高压转换为稳定的低压，但是一般工艺中能够耐高压的器件版图面积都是非常大，且LDO电路复杂，所含器件非常多，如果用耐高压器件来设计LDO电路，那么其版图占用面积会变得非常大，造成很大的成本浪费，同时会存在非常大的固有静态功耗。

[0039] 实施例一

[0040] 如图6所示，本发明的耐高压恒流源电路包括恒流源11和耐高压电路10。恒流源11可选用现有技术中的任意恒流源，其地端连接接地端GND；耐高压电路10包括耐高压MOS器件M101、偏置电路102和自举电路103；偏置电路102连接在耐高压MOS器件M101的栅极与源极之间，自举电路103连接在耐高压MOS器件M101的栅极与接地端GND之间，耐高压MOS器件M101的漏极用于接入供电电源电压VDD、源极用于连接低压电路的供电端，自举电路103通过偏置电路102获得偏置电流而将耐高压MOS器件M101的栅极电位抬高，使得耐高压MOS器件M101的源极输出适于低压电路工作电压范围的电源电压VCC；耐高压MOS器件M101的源极连接恒流源的供电端、漏极用于接入供电电源电压VDD。

[0041] 本实施例一的恒流源11包括第一三极管Q113、第二三极管Q114、第一电阻R111和第二电阻R112；第一电阻R111的一端与第一三极管Q113的集电极相连，作为恒流源的供电端与耐高压MOS器件M101的源极相连接，第一电阻R111的另一端、第一三极管Q113的基极与第二三极管Q114的集电极相连，第一三极管Q113的发射极、第二三极管Q114的基极与第二电阻R112的一端相连，第二电阻R112的另一端与第二三极管Q114的发射极相连，作为恒流源的地端连接接地端GND。

[0042] 本实施例一的耐高压MOS器件M101选用N沟道耗尽型MOS管。偏置电路102包括偏置电阻R1021，该偏置电阻R1021连接在耐高压MOS器件M101的栅极与源极之间。自举电路103包括齐纳管D1031，该齐纳管D1031的阴极与耐高压MOS器件M101的栅极相连接、阳极连接接地端GND。

[0043] 本实施例一的工作原理如下：

[0044] 根据N沟道耗尽型MOS管M101的特性，当栅极为零电平时，随着耗尽管的漏极电位的逐渐增大，其源极电压跟着上升，直至耗尽管的阈值电压的绝对值为止，此时源端的电位值就不随其漏极电压的上升而提高了；但是在其源端电压上升至阈值电压绝对值之前，偏置电阻R1021为齐纳管D1031提供偏置电流，通过正反馈作用，齐纳管D1031的阴极电压会与耗尽管M101源端电压一起提高，最终耗尽管源极的最高电位水平为自举电路最大输出电位与耗尽管阈值电压绝对值之和。当耗尽管M101源端电压建立起来以后，恒流源11的电源电压VCC会一直保持不变，不会随着耗尽管M101漏极电压的变化而变化，这样不仅仅保证低压负温度特性恒流源电路11能够正常工作，也提高了恒流源电路11的电源电压漂移系数（指的是在不同电源电压情况下，对低压恒流源输出的恒流值电流大小的影响）。

[0045] 流过第二电阻R112的电流（未考虑各器件属性的偏差）为：

[0046]

[0047] 现在我们运用实施例一中集成电路来获得负温度系数的电流。

[0048] 在常温27摄氏度、无工艺偏差下获取恒流值为600uA，假设电阻R111电阻阻值为200K，电阻R112电阻阻值为1.1K，通过仿真得到三极管Q114的基极与发射极之间的电压UBE_Q507为0.68V，这样得到的流过电阻R112的电流为0.618mA，有所偏差属于正常现象。图
7为低压负温度特性恒流源电路11在不同电源环境下的扫描曲线图，对低压负温度特性恒流源电路11的VCC直接进行电压扫描，得到的流过电阻R112的电流值曲线如图中VCC扫描曲线，在恒流源11上加上耐高压模块10后，再对VDD电压进行电压扫描，得到的流过电阻R112的电流值曲线如图7中VDD扫描曲线所示，从图中曲线对比发现，加入了耐高压模块后的恒流源11的最低的工作电压与未加入耐高压模块的恒流源11的最低的工作电压相比差别不大，这样就说明耐高压模块的加入对恒流源11的最低工作电压影响不大；同时可以发现直接将扫描电压加载到VCC端得到的电流的电源电压漂移系数比较差，随着电源电压的变化，恒流值也跟着一起在变化。电压扫描范围为0V至30V，从图中的VCC扫描曲线可以发现，VCC电压扫描出来的电流值受电源电压影响大，偏差达到了337uA左右，误差为所需恒流值600uA的50%，而VDD扫描曲线的电流值稳定后几乎不变，因此可以看出耐压高模块10的加入对提高电源电压漂移系数具有很高的意义。

[0049] 本发明所述的耐高压恒流源电路得到的最终电流为：流过电阻R112的电流、流过三极管Q114发射极电流、以及流过齐纳管D1031三者电流之和，流过三极管Q114发射极电流与流过齐纳管D1031三电流为实施例一得固有静态损耗，要求这两股电流是越小越好，可以通过调节偏置电阻R1021与电阻R111来调节这两股电流的大小，减小固有静态损耗。由于这两股电流很小，因此最终需要的负温度系数电流约等于流过三极管Q114发射极的电流，且该电流的温度系数的绝对值是随三极管Q114发射极面积变化而改变，将三极管Q114发射极面积尺寸减小，恒流源电流的负温度系数的绝对值将增大，负温度系数与三级管的发射极面积成正比，三极管发射极面积与电流的温度系数大小关系可以参考专利申请号为201310044913中所述。当VDD电压为100V时，恒流源电流的温度系数仿真图如图8所示，横坐标为温度temp（℃），纵坐标为电流（A）。温度系数计算公式如下：

[0050]

[0051] 当VDD工作于100V时，最终得到的电流的温度系数为-3516ppm/℃。

[0052] 实施例一所述的集成电路解决实现低压电路无法工作于高压环境的缺点，同时能够输出具有与温度成反比例关系的电流。

[0053] 图1-2所示传统低压型恒流源电路输出电流的温度系数是有最大限制的，如果需要获取更大的温度系数的电流可以采用专利申请号为201310044913与专利申请号为201310289994中提出来了的一种应用性较强的温度系数增强型低压恒流源电路，就能得到既能工作于高压环境下，又能够输出较大温度系数的电流。

[0054] 实施例二

[0055] 如图9所示，本发明实施例二的耐高压恒流源电路与实施例一在电路构造上基本相同，不同点在于：本实施例二的自举电路103还包括第三三极管Q104和第四三极管Q105；齐纳管D1031的阴极通过该第三三极管Q104和第四三极管Q105与耐高压MOS器件M101的栅极相连接，其中，齐纳管D1031的阴极与第四三极管Q105的发射极相连，第四三极管Q105的基极、集电极与第三三极管Q104的发射极相连，第三三极管Q104的基极、集电极与耐高压MOS器件M101的栅极相连。

[0056] 本实施例二与实施例一在工作原理上也基本相同，不同之处在于：

[0057] 实例一中的齐纳管的稳压值VD是具有正温度系数的，且耗尽管NMOS管的阈值电压也是具有温度系数的，VCC计算公式如下：

[0058]

[0059] I为流过N沟道耗尽NMOS管M901漏极的电流，μn为电子迁移率，Cox为栅极单位面积电容，VTH为耗尽型MOS的阈值电压，W/L为宽长比，通过公式（3），可以看出VCC电压仍然为正温度系数，受温度的影响非常大。

[0060] 实施例二就解决了这一问题，为了减小VCC电压受温度的影响，就需要加入具有互补的相反温度系数的器件来进行补偿，由于三极管的PN结电压（即三极管的基极与发射极之间电压）也是具有负温度系数，与实施例一不同在于，在如图9所示的实施例二电路图中，在齐纳管的阴极上加入两个二极管连接方式的三极管Q104与Q105，这样利用两个具有负温度系数的UBE来补偿掉VCC中的两个具有正温度系数的VD与-VGS电压，最终获取的最大VCC电压为：

[0061] VCC＝VD-VGS+2UBE····························································（4）

[0062] 这样就保证了VCC电压在不同温度下的电压一致性，提高后级低压恒流源电路的温度漂移系数。

[0063] 实施例三

[0064] 如图10所示，本发明实施例三的耐高压恒流源电路与实施例一在电路构造上基本相同，不同点在于：本实施例三的自举电路103包括基准电压模块105和第五三极管Q106，基准电压模块105的地端连接接地端GND、基准电压输出端连接第五三极管Q106的发射极，第五三极管Q106的基极、集电极与耐高压MOS器件M101的栅极相连。

[0065] 本实施例三与实施例二在工作原理上的不同之处在于：

[0066] 实例二中的齐纳管的稳压值是固定的，且每种工艺中的齐纳管型号数量有限，所以可选的稳压电压值也就有限，这样就导致了最终获取的N沟道型耗尽MOS管M101的最大源极电压无法做到任意可选；

[0067] 如果采用了将齐纳管改成可调基准电压，那么最终获取的电压VCC就不再依耐器件的固有的电压值了。而可调基准电压可以由基本基准模块得到，一般的基准电路得到的典型基准电压值都为1.2V：

[0068] VREF＝VBE+α(VTln n)···························································（5）

[0069] 其中VREF为我们所要得到的基准电压值，α为线性可调参数，最终得到的零温度系数基准电压VREF为1.2V。

[0070] 然后可以通过线性调整稳压器（LDO）将1.2V升高或者降低到我们想要的基准电压值。最终的电压VCC计算如下：

[0071] VCC＝VREF+VBE-VGS···························································（6）

[0072] 而VREF为零温度系数，VBE为负温度系数，-VGS为正温度系数，根据公式（6）可以得到最终的VCC可以调节到零温度系数，同时可以得到不同大小的VCC电压。

[0073] 本发明的实施方式不限于此，按照本发明的上述内容，利用本领域的普通技术知识和惯用手段，在不脱离本发明上述基本技术思想前提下，本发明还可以做出其它多种形式的修改、替换或变更，均落在本发明权利保护范围之内。例如，本发明的耐高压电路中，耐高压MOS器件M101也可选用N型结型场效应管；又如，本发明的耐高压电路除了应用于恒流源，也可以应用在任意的低压电路，通过将耐高压MOS器件M101的源极连接到低压电路的供电端，即可在供电电源电压VDD具有超宽电压范围的情况下，为低压电路提供稳定可靠的低压供电电压。