[0001] 本发明涉及一种基于额外电阻补偿的低功耗低温漂系数电压基准源芯片，属于低功耗电压基准源技术领域。

[0002] 智能手机、平板电脑和其他便携式电子设备因其多功能性、便携性和互联网连接性而成为我们日常生活中不可或缺的伴侣，它们为我们提供了更多的工作、休闲和娱乐选择。然而，这些便携式移动设备通常依赖电池供电，因此很难实现扩展操作以满足用户需求，并且在减少频繁充电需求的同时，延长器件使用时间已成为开发基准电压源的关键挑战。

[0003] 采用低功耗基准电压源可以显著降低电路功耗，延长电池寿命，并允许用户使用更长时间的便携式电子设备。然而，传统的低功耗基准电压源往往存在温度系数高的缺点，基本都维持在30ppm/℃以上，难以同时满足低功耗和低温度系数的要求。因此，在满足低温度系数要求和最小化功耗之间取得平衡已成为基准电压源开发的新焦点，低功耗、低温度系数的电压基准源将成为电压基准源发展中的迫切需求，传统的高阶补偿技术虽然能够显著降低温度系数，但也会增加电路结构的复杂性和功耗，无法满足低功耗设计的预期指标。

[0026] 下面结合说明书附图对本发明的具体实施方式作进一步详细的说明。

[0027] 本发明所设计一种基于额外电阻补偿的低功耗低温漂系数电压基准源芯片，实际应用当中，如图1所示，具体设计包括一阶补偿电流基准源与ZTC电路，其中，一阶补偿电流基准源与ZTC电路的电源端、接地端、分别连接电源VDD、接地GND；一阶补偿电流基准源的偏置电压端接收第一偏置电压，ZTC电路的第一反馈端连接一阶补偿电流基准源的第一输入端，ZTC电路的第二反馈端连接一阶补偿电流基准源的第二输入端，一阶补偿电流基准源的输出端对接ZTC电路的输入端，由一阶补偿电流基准源向ZTC电路提供第二偏置电压，ZTC电路的输出端用于输出基准电压Vref。

[0028] 关于上述低功耗低温漂系数电压基准源芯片的具体设计，以偏置电路提供第一偏置电压，如图1所示，设计偏置电路包括PMOS管MP1、PMOS管MP2、NMOS管MN3、NMOS管MN4、额外电阻R2，其中，PMOS管MP1的源极、PMOS管MP2的源极构成偏置电路的电源端，用于对接电源VDD，PMOS管MP1的栅极、PMOS管MP1的漏极、PMOS管MP2的栅极、NMOS管MN4的漏极四者相连接，PMOS管MP2的漏极、NMOS管MN4的栅极、NMOS管MN3的栅极、NMOS管MN3的漏极四者相连接，且该相连接端构成偏置电路的输出端，用于输出第一偏置电压；NMOS管MN4的源极串联额外电阻R2后连接GND接地，NMOS管MN3的源极连接GND接地。偏置电路应用中，NMOS管MN3、NMOS管MN4构成对称的电流镜结构，并通过额外电阻R2调整偏置电路的静态工作点，为NMOS管MN5提供稳定的栅极电压偏置，使后续PMOS管MP6能够稳定的提供一阶补偿电流IDS。

[0029] 关于一阶补偿电流基准源，如图1和图2所示，设计包括放大器、额外电阻R1P、电阻修调模块R1t，其中，放大器的正极电源接入端构成一阶补偿电流基准源的电源端，放大器的负极电源接入端构成一阶补偿电流基准源的接地端，放大器的偏置电压端构成一阶补偿电流基准源的偏置电压端，放大器的同相输入端依次串联额外电阻R1P、电阻修调模块R1t，且电阻修调模块R1t上背向额外电阻R1P的一端构成一阶补偿电流基准源的接地端，以及放大器同相输入端与额外电阻R1P相连接位置构成一阶补偿电流基准源的第一输入端，电阻修调模块R1t接收译码器控制，放大器的反相输入端构成一阶补偿电流基准源的第二输入端，放大器的输出端构成一阶补偿电流基准源的输出端。应用中，通过调控电阻修调模块R1t，在PMOS管MP6的漏端产生应用于高阶补偿的曲率可调的一阶补偿电流IDS，用于对后续ZTC电路中的长沟道NMOS管MNx进行温度补偿。

[0030] 如图1所示，一阶补偿电流基准源中的放大器设计包括PMOS管MP3、PMOS管MP4、NMOS管MN1、NOMS管MN2、NOMS管MN5、额外电阻Rn、额外电容Cn，其中，PMOS管MP3的源极、PMOS管MP4的源极构成放大器的正极电源接入端，PMOS管MP3的栅极、PMOS管MP4的栅极、PMOS管MP3的漏极、额外电阻Rn的其中一端、NMOS管MN1的漏极五者相连接，NMOS管MN1的栅极构成放大器的同相输入端，额外电阻Rn的另一端对接额外电容Cn的其中一端，额外电容Cn的另一端、PMOS管MP4的漏极、NOMS管MN2的漏极三者相连接，且该相连接端构成放大器的输出端，NOMS管MN2的栅极构成放大器的反相输入端，NMOS管MN1的源极、NMOS管MN2的源极、NMOS管MN5的漏极三者相连接，NMOS管MN5的栅极构成放大器的偏置电压端，NMOS管MN5的源极构成放大器的负极电源接入端。

[0031] 并且如图4所示，电阻修调模块R1t具体设计包括至少两个第一电阻修调子模块，各第一电阻修调子模块的结构彼此相同，各第一电阻修调子模块分别均包括第一电阻与第一开关，各第一电阻修调子模块结构中，第一电阻与第一开关彼此并联连接，该并连接结构的两端即构成第一电阻修调子模块的两端，各第一电阻修调子模块依次串联连接，该串联结构的两端即构成电阻修调模块R1t的两端，各第一电阻修调子模块中第一开关分别接收译码器的控制，如图4所示，诸如具体设计包括4个第一电阻修调子模块进行串联构建电阻修调模块R1t。

[0032] 关于ZTC电路，如图1所示，具体设计包括PMOS管MP5、PMOS管MP6、以及长沟道NMOS管MNx、额外电阻R2P、电阻修调模块R2t、输出电压可调模块R3i，其中，PMOS管MP5的源极、PMOS管MP6的源极构成ZTC电路的电源端，PMOS管MP5的栅极与PMOS管MP6的栅极相连接，且该相连接端构成ZTC电路的输入端，PMOS管MP5的漏极构成ZTC电路的第一反馈端，PMOS管MP6的漏极、长沟道NMOS管MNx的栅极、输出电压可调模块R3i的其中一端三者相连接，且该相连接位置构成ZTC电路的第二反馈端，输出电压可调模块R3i的另一端与额外电阻R2P的其中一端相连接，且该相连接端构成ZTC电路的输出端，输出电压可调模块R3i接收译码器控制，额外电阻R2P的另一端串联电阻修调模块R2t后、连接长沟道NMOS管MNx的漏极，电阻修调模块R2t接收译码器控制，长沟道NMOS管MNx的源极构成ZTC电路的接地端。

[0033] 这里的电阻修调模块R2t，实际应用当中，如图4所示，具体设计包括至少两个第二电阻修调子模块，各第二电阻修调子模块的结构彼此相同，各第二电阻修调子模块分别均包括第二电阻与第二开关，各第二电阻修调子模块结构中，第二电阻与第二开关彼此并联连接，该并连接结构的两端即构成第二电阻修调子模块的两端，各第二电阻修调子模块依次串联连接，该串联结构的两端即构成电阻修调模块R2t的两端，各第二电阻修调子模块中第二开关分别接收译码器的控制，实际应用中，如图4所示，诸如具体设计包括4个第二电阻修调子模块进行串联构建电阻修调模块R2t。

[0034] 关于所述输出电压可调模块R3i，如图4所示，具体设计包括至少两个第三电阻修调子模块，各第三电阻修调子模块的结构彼此相同，各第三电阻修调子模块分别均包括第三电阻与第三开关，各第三电阻修调子模块结构中，第三电阻与第三开关彼此并联连接，该并连接结构的两端即构成第三电阻修调子模块的两端，各第三电阻修调子模块依次串联连接，该串联结构的两端即构成输出电压可调模块R3i的两端，各第三电阻修调子模块中第三开关分别接收译码器的控制，实际应用中，如图4所示，诸如具体设计包括8个第三电阻修调子模块进行串联构建输出电压可调模块R3i。

[0035] ZTC电路中长沟道NMOS管MNx的应用，可以避免由于短沟道所引起的一系列不良影响，长沟道NMOS管MNx的栅极和额外电阻R1P分别接在一阶补偿电流基准源中放大器的反相输入端和同相输入端，通过调控电阻修调模块R1t产生一阶电流基准源对长沟道NMOS管MNx的零温度系数点ZTC点进行高阶补偿,再通过额外电阻R1P降低电流IDS的大小，实现具有低温漂系数的低功耗电压基准源。

[0036] 应用中，如图1所示，通过偏置电路向一阶补偿电流基准源中放大器OTA提供偏置电压，从而启动电路，一阶补偿电流基准源中，调控电阻修调模块R1t获得一个曲率可调的IDS，如图2所示额外电阻R1P实现高阶补偿的原理，具体如下，额外电阻R1P与电流IDS关系如式(1)所示：

[0037] IDS＝Vgs‑ztc/(Rlt+RlP)#(1)

[0038] 其中，Vgs‑ztc为长沟道NMOS管MNx的栅源电压，在上述关系中，由于Vgs‑ztc是一个具有接近恒定值的低温度系数的电压，因此我们可以调控电阻修调模块R1t的电阻特性，以获得曲率可调的IDS。通常，工艺库中的电阻器不会表现出理想的电阻特性随温度变化而保持不变，它们通常表现出正或负温度特性。因此，设计可以将附加电阻R1分成两部分，以实现温度补偿和低功耗机制。一部分由具有正温度系数的电阻修调模块R1t组成，具有更高的精度，主要用于获得曲率可调的基准电流IDS。另一部分为额外电阻R1P，由保持一定比例的正温度系数电阻和负温度系数电阻组成，用于降低电路的功耗。由于电阻修调模块R1t是具有正温度系数的可调电阻，因此设计可以通过调整其电阻值来获得具有凹曲线特性的IDS，并且可以通过调控电阻修调模块R1t的电阻值来改变曲线的斜率。而对于长沟道NMOS管MNx在ZTC点的温度特性曲线为凸型曲线，此时恰好可以用产生的一阶凹型补偿电流IDS实现高阶补偿，为了加强高阶补偿的效果，设计可以调控电阻修调模块R1t改变IDS的曲率直至高阶补偿达到最完美的效果。同时调控增大额外电阻R1P的阻值，直到高阶补偿与低功耗处于一个相互平衡的状态，此时额外电阻R1P处于一个临界值，此时继续增大额外电阻R1P的电阻不能在显著降低功耗，同时会使通过IDS对长沟道NMOS管MNx的高阶补偿发生显著偏离，使高阶补偿不在发挥作用。额外电阻R1P的临界值通过对电阻修调模块R1t和电阻修调模块R2t的调控补偿得到，本发明设计方案所取的额外电阻R1P为178kΩ，此时电路同步实现了低功耗和低温度系数。

[0039] 如图3a、图3b所示采用的长沟道NMOS管MNx在TT工艺角下ZTC点的温度特性曲线，以及实现低功耗状态下的一阶补偿电流IDS的温度特性曲线。本发明采用了W/L为3.2μm/7μm的长沟道NMOS管器件，其于ZTC点的温度特性如图3a所示，此时通过同步调控电阻修调模块R1t和额外电阻R1P寻找低功耗和温度补偿的平衡点，当额外电阻R1P处于此临界值时，获得了用于高阶补偿的电流IDS的温度特性曲线如图3b所示，此时通过IDS作用补偿Vgs‑ztc，最终实现了低温度系数和低功耗的电压基准源设计。

[0040] 如图4所示应用下，关于电阻修调模块R1t、电阻修调模块R2t、输出电压可调模块R3i分别接收译码器进行控制的设计，采用共同一个4‑16译码器进行控制，由于不同工艺角对输出电压基准的电压值和温度系数有着很大的影响，因此需要对电阻进行修调处理和对输出电压值进行修整，以实现在不同PVT下的能够输出稳定的基准电压，具体设计输出电压可调模块R3i主要由8个开关控制的电阻阵列构成，其中输出Vref的关系式如下：

[0041]

[0042] 可以通过调控开关来实现输出电压参考的可调性，每个可调电阻均有维持在8比1的正温度特性电阻N1和负温度特性电阻P1组成，这样的电阻构成主要是为了减小实际电阻下电阻本身温度特性造成的无关影响，这个正温度特性电阻N1和负温度特性电阻P1的电阻比例，可以根据具体采用的实际电阻做相应的变化，不是唯一的。具体实际实施当中，诸如正温度特性电阻N1阻值为4kΩ，负温度特性电阻P1阻值为0.5kΩ。电阻的修调模块由电阻修调模块R1t和电阻修调模块R2t组成，二者分别由四个可调电阻阵列组成，其中电阻修调模块R1t的最小阻值单位为1kΩ，最大阻值单位为10kΩ，电阻修调模块R2t的最小阻值单位为0.5kΩ，最大阻值单位为5kΩ。两个电阻修调模块由一个4‑16译码器联合控制。

[0043] 如图5所示本发明是经过输出可调与未经过输出可调在0.153μm BCD工艺环境下的cadence仿真结果以及工艺角Cadence仿真结果对比，可以发现在通过输出电压可调模块后，不同工艺角下输出基准电压的最大的差值由70mV降低到0.5mV,使得提出的基准电压源能够提供稳定的输出电压值。在各个工艺角下补偿后的结果与图3a中未补偿的ZTC点相比，温度系数具有显著的降低。各个工艺角下补偿后的结果如图5中(a)、(b)、(c)所示，在TT工艺角下为2.31ppm/℃，在FF工艺角下为2.49ppm/℃，在SS工艺角下为2.27ppm/℃，相对于补偿前单纯的ZTC点于TT工艺角下为6.54ppm/℃，有了显著的降低，并且在三个工艺角下补偿结果都十分显著。

[0044] 如图6所示，是本发明通过200次蒙特卡洛cadence仿真输出基准电压值的数据分布以及输出电压温度系数的分布，图6中(a)为基准电压输出值的蒙特卡洛仿真结果，其输出的电压均627.986mV，标准差为138.863μV，图6中(b)为输出电压温度系数的蒙特卡罗仿真结果，其输出电压的温度系数平均值为2.50ppm/℃，标准差为0.536ppm/℃。

[0045] 如图7所示本发明结构基准电压输出的电源抑制比在不同温度下的cadence仿真结果，其在‑60℃时达到最优值106.7dB@10kHz，在140℃达到最差情况71dB@10kHz，本发明电源抑制比表达式为式(3)所示：

[0046]

[0047] 其中，rox、ro6分别为长沟道NMOS管MNx和PMOS管MP6的输出阻抗，gmx、gm6分别为长沟道NMOS管MNx和PMOS管MP6的跨导。通过表达式可以明显发现，额外电阻R2P的添加进一步增加了本发明的电源抑制比，提高了基准输出的稳定性。

[0048] 本发明在调控额外电阻R1P前后电路功耗的变化，调整前后电路功耗显著降低，由33.4μW降低到了12.44μW。说明了通过采用本发明结构可以实现电压基准源低功耗和低温度系数的预期设计指标。

[0049] 上面结合附图对本发明的实施方式作了详细说明，但是本发明并不限于上述实施方式，在本领域普通技术人员所具备的知识范围内，还可以在不脱离本发明宗旨的前提下做出各种变化。