[0001] 本发明涉及电能变换技术领域，特别涉及一种控制方法、控制装置及开关电源。

[0002] 单相中功率PFC 整流技术的研究正朝着高效率、高功率密度的趋势发展，为了实现高效率，图腾柱无桥PFC 拓扑顺应这种趋势而被提出，与传统桥式Boost PFC变换器相比，无桥PFC利用可控开关管替代桥臂二极管，减少开通路径开关器件的损耗，从而提高了效率。在各种无桥PFC拓扑中，图腾柱无桥PFC因为采用元器件少、共模噪声小等优点成为主流，图1所示为公知的图腾柱无桥PFC的电路图，包括升压电感L，第一开关管Q1、第二开关管Q2、第三开关管Q3和第四开关管Q4；其中第一开关管Q1和第二开关管Q2为高频开关管，第三开关管Q3和第四开关管Q4为工频开关管，工频开关管可用二极管替代。

[0003] 具体地：在PFC变换器的工频交流正半周期，第一开关管Q1作为高频整流管，第二开关管Q2作为高频主管，第三开关管Q3作为工频开关管保持关断，第四开关管Q4作为工频开关管保持开通；在PFC变换器的工频交流负半周期，第一开关管Q1作为高频主管，第二开关管Q2作为高频整流管，第三开关管Q3作为工频开关管保持开通，第四开关管Q4作为工频开关管保持关断；其工作原理以输入电压正半周为例，当驱动第二开关管Q2开通时，升压电感L激磁，升压电感L电流上升，升压电感L两端电压为Vin，当驱动第二开关Q2关断后，第一开关管Q1续流，升压电感L去磁，升压电感L电流下降，升压电感L两端电压为Vout‑Vin。

[0004] 图腾柱无桥PFC的电路应用在连续开通模式（CCM模式）需要用到GaN或SiC器件才能体现效率优势，由于其硬开关，因此开关频率通常不高；而在临界开通模式（CRM）下，通过控制负向电感电流，可以实现零电压开通（ZVS），从而可以进一步提高PFC的开关频率，实现更高的功率密度。为了实现高频开关管的零电压开通，现有方案大部分是通过零电流检测信号（ZCD）触发高频开关管开通，该方案虽然具有一定的硬件延时，但在频率较低时，升压电感较大，因此谐振周期较长，有充足的时间开通实现零电压开通（ZVS），但是如图2所示，随着开关频率的升高，电感感量的下降，谐振周期变短，零电压开通区域减小，硬件检测以及控制器等的固有延时影响变得很大，采用零电流检测信号触发会导致第一开关管错过零电压开通的最佳时间，从而硬开关导致效率降低。

[0005] 如图3所示，公开号为CN104518656 A的中国专利申请文献中通过检测PFC 电感上的电压，当电压发生翻转时，触发第一开关管软开关或谷底开通，该方法的缺点是只能检测电感电流的转折点，不能根据电感电流的大小触发主开关管开通，适用于利用二极管反向恢复产生负电流实现ZVS的低开关频率场合，且通过检测绕组方式存在的硬件延时同样会导致过零电压开通，不适用于高开关频率场合。

[0006] 针对高开关频率场合，如图4所示，现有方案为检测电感负电流，通过控制器和数模转换器改变高频同步管关断阈值控制负电流，经过一定的死区开通高频主管，虽然该方案避免了硬件延时导致高频主管过ZVS，但是硬件延时导致高频同步管关断存在延时，导致工频输入两侧电感负向电流增大，THD变差，效率变低，同时也增加硬件电路的成本。

[0007] 综上，进一步提高开关频率实现更高功率密度是未来发展趋势，提出适用于高开关频率的实现高频主管零电压开通的方案十分必要。

[0008] 需要说明的是，上述公开于背景技术部分的信息仅仅旨在加深对本申请的总体背景技术的理解，而不应当被视为承认或以任何形式暗示该信息构成已为本领域技术人员所公知的现有技术。

[0020] 体现本公开特征与优点的典型实施例将在后段的说明中结合附图详细叙述。应理解的是本公开能够在不同的实施例上具有各种的变化，这些变化皆不脱离本公开的范围，且其中的说明及附图在本质上是对这些变化进行的说明，而非用于限制本公开。

[0021] 此外，本公开附图仅为本公开的示意图，并非一定是按比例绘制。附图中相同的标记表示相同或类似的部分，因而将省略对其重复描述。附图中所示的一些方框图是功能实体，不一定必须与物理或逻辑上独立的实体相对应。可以运用软件来实现这些功能实体，或在一个或多个硬件模块或集成电路中实现这些功能实体，或在不同网络和/或处理器装置和/或微控制器装置中实现这些功能实体。

[0022] 需要说明的是，在不冲突的情况下，本申请中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。下面将参考附图并结合实施例来详细说明本申请。

[0023] 为了使本技术领域的人员更好地理解本申请方案，下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本申请一部分的实施例，而不是全部的实施例。基于本申请中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都应当属于本申请保护的范围。

[0024] 需要说明的是，本申请的说明书和权利要求书及上述附图中的术语“第一”、“第二”等是用于区别类似的对象，而不必用于描述特定的顺序或先后次序。应该理解这样使用的数据在适当情况下可以互换，以便这里描述的本申请的实施例。此外，术语“包括”和“具有”以及他们的任何变形，意图在于覆盖不排他的包含，例如，包含了一系列步骤或单元的过程、方法、系统、产品或设备不必限于清楚地列出的那些步骤或单元，而是可包括没有清楚地列出的或对于这些过程、方法、产品或设备固有的其它步骤或单元。

[0025] 应该理解的是，在说明书以、权利要求书以及说明书附图中，当描述有步骤接续至另一步骤时，该步骤可直接接续至该另一步骤，或者通过第三步骤接续至该另一步骤；当描述有元件/单元“接续”至另一元件/单元时，该元件/单元可“直接连接”至该另一元件/单元，或者通过第三元件/单元“连接”至该另一元件/单元。

[0026] 在现有的功率因数校正电路系统中，基于背景技术所分析，需要及时准确地检测电感电流的负向电流，提前产生触发高频主管开通的信号，抵消硬件检测导致的延时，用于高频开关管Q1、Q2 的时序控制，从而实现TCM/CRM 模式下全输入交流电压、全负载范围内的ZVS控制。

[0027] 为了解决上述问题，本发明的实施例提供了一种控制方法、控制装置和开关电源。下文中将结合附图对本发明的实施例进行详细说明。需要说明的是，在不冲突的情况下，本申请中的实施例及实施例中的特征可以相互任意组合。

[0028] 第一实施例本实施例提供的为一种控制方法，应用于功率因数校正电路，功率因数校正电路包括升压电感、高频主管和高频整流管；其中，本实施例的控制方法用于在功率因数校正电路的工频正半周期或工频负半周期内控制高频主管的导通，包括：
电流采样步骤，采样表征所述升压电感中流过的电感电流大小的第一电压信号；
比较输出步骤，在每个开关工作周期内，分别将所述第一电压信号与当前所处工频半周期内的两个不同阈值比较产生第一脉冲信号和第二脉冲信号；
识别执行步骤，识别所述第一脉冲信号是否存在，如果存在，采用所述第一脉冲信号作为所述高频主管的触发信号，否则采用所述第二脉冲信号作为所述高频主管的触发信号。

[0029] 本实施例的控制方法，通过在工频正半周期设置第一阈值，负半周期设置第三阈值，能在电感电流过零之前提前开通高频主管，从而抵消电路的固有延时，实现功率因数校正电路CRM模式全输入范围零电压开通，提高开关电源的效率；通过在正半周期设置第二阈值，负半周期设置第四阈值，能防止负电流过小时无法开通高频主管，从而能提高开关电源的可靠性。

[0030] 图5为本发明第一实施例控制方法实施时的一种具体的电路原理图，以对电感电流进行采样获得第一电压信号的采样电阻设置在图5中所示位置为例，对本实施例的控制方法的具体控制过程详细分析如下：当功率因数校正电路工作在工频正半周期时，本实施例的控制方法的主要波形如图6所示，当电感负电流足够大时，升压电感电流能够达到第一设定值I1，此时第一电压信号的最小值小于第一阈值（第一阈值为负压），会产生第一脉冲信号，采用第一脉冲信号的上升沿或下降沿作为触发第二开关管开通的信号，第二开关管经过一个延时Tdelay才能开通，由于第一设定值I1设置为负电流，即使存在延时时间Tdelay，第二开关管也能在电感电流过零前开通，保证第二开关管实现零电压开通(ZVS)；当出现电感负电流较小情况时，升压电感电流无法达到第一设定值I1，但是能够保证达到第二设定值I2，此时第一电压信号的最小值小于第二阈值（第二阈值大于第一阈值），产生第二脉冲信号，采用第二脉冲信号的上升沿或下降沿作为触发第二开关管开通的信号，第二开关管经过一个延时Tdelay才能开通，由于第二设定值I2为零或正值，因此第二开关管经过延时开通时，电感电流已经过零，此时第二开关管两端的电压已经谐振到一定电压，此时第二开关管开通为硬开关。

[0031] 当功率因数校正电路工作在工频负半周期时，本实施例的控制方法的主要波形如图7所示，当正电流足够大时，升压电感电流能够达到第三设定值I3，此时第一电压信号的最大值大于第三阈值（第三阈值为正压），会产生第一脉冲信号，采用第一脉冲信号的上升沿或下降沿作为触发第一开关管开通的信号，第一开关管经过一个延时Tdelay才能开通，由于第三设定值I3设置为正电流，即使存在延时时间Tdelay，第二开关管也能在电感电流过零前开通，保证第一开关管实现零电压开通(ZVS)；当出现电感正电流较小情况时，电感电流无法达到第设定值I3，但是能够保证达到设定值I4，此时第一电压信号的最大值大于第四阈值（第四阈值小于第三阈值），产生第二脉冲信号，采用第二脉冲信号的上升沿或下降沿作为触发第一开关管开通的信号，第一开关管经过一个延时Tdelay才能开通，由于第四设定值I4为零或负值，因此第一开关管经过延时开通时，电感电流已经过零，此时第一开关管两端的电压已经谐振到一定电压，此时第一开关管开通为硬开关。

[0032] 需要说明的是，上述分析是以采样电阻靠近功率因数校正电路输入端作为参考地，如果取图5中采样电阻与升压电感相连端作为参考地，则当功率因数校正电路工作在工频正半周期时，本实施例的控制方法的主要波形如图7所示；当功率因数校正电路工作在工频负半周期时，本实施例的控制方法的主要波形如图6所示，本发明不限制电流采样模块的采样参考地。

[0033] 此外，如果功率因数校正电路出现异常工况或保护动作，持续第一时间T1内检测不到第一脉冲信号和第二脉冲信号，则在第一时间T1结束时刻控制高频主管开通，其中，第一时间T1由T1=1/Fmin得到，Fmin为功率因数校正电路的最低开关频率，通常设置为25Khz，具体设置参数，本发明不做限制。

[0034] 第二实施例本实施例提供的为一种控制装置，通过检测电感电流提前产生触发高频主管开通的脉冲信号，提前时间抵消硬件延时，避免高频主管两端电压谐振到零之后又谐振到较大电压硬开通，提高图腾柱无桥PFC 电路的效率。

[0035] 具体地，本实施例的控制装置用于在功率因数校正电路的工频正半周期或工频负半周期内控制高频主管的导通，包括执行如下功能的模块：电流采样模块，用于采样表征升压电感流过电流大小的第一电压信号；
比较输出模块，用于在每个开关工作周期内，分别将第一电压信号与当前所处工频半周期内的两个不同阈值比较产生第一脉冲信号和第二脉冲信号；
识别执行模块，用于识别第一脉冲信号是否存在，如果存在，采用第一脉冲信号作为高频主管的触发信号，否则采用第二脉冲信号作为高频主管的触发信号。

[0036] 图8为本发明第二实施例的控制装置应用于功率因数校正电路的一个实施例原理图，其中包括包括一路或多路交错功率因数校正电路、电流采样模块、比较输出模块、识别执行模块。

[0037] 图9 为电流采样模块和识别处理模块的第一种内部结构示意图，电流采样模块与功率因数校正电路连接，电流采样模块包括但不限于采样电阻、电流互感器、霍尔传感器，采样模块与升压电感串联进行采样，用于实时检测升压电感流过的电流大小；比较输出模块与电流采样模块连接，通过接收采样模块的检测信号产生第一脉冲信号和第二脉冲信号，具体的，采样模块采集的电感电流可通过同相放大器进行放大产生电流放大信号IL，当处于工频正半周期，电流放大信号IL通过比较器与阈值Vth1比较产生工频正半周期的脉冲信号Pulse1+，电流放大信号IL通过比较器与阈值Vth2比较产生工频正半周期的脉冲信号Pulse2+；当处于工频负半周期，电流放大信号IL通过比较器与阈值Vth3比较产生工频负半周期的脉冲信号Pulse1‑，电流放大信号IL通过比较器与阈值比较产生工频负半周期的脉冲信号Pulse2‑；将脉冲信号Pulse1+和脉冲信号Pulse1‑和表征工频正、负半周期的极性信号进行通过与门进行选择，然后通过或门合成整个工频周期的信号作为第一脉冲信号。将脉冲信号Pulse2+和脉冲信号Pulse2‑和表征工频正、负半周期的极性信号进行通过与门进行选择，然后通过或门合成整个工频周期的信号作为第二脉冲信号。

[0038] 由上述分析可知，工频负半周期的电感电流与正半周期的电感电流是关于零对称，因此可以将采样模块采集的电感电流通过一个反相放大器进行放大产生电流放大信号IL‑，然后将电流放大信号IL+和电流放大信号IL‑和表征工频正、负半周期的极性信号进行通过与门进行选择，然后通过或门合成整个工频周期的信号，此时第一阈值和第三阈值可以设置为相同，第二阈值和第四阈值可以设置为相同，因此将电流放大信号与第一阈值比较产生第一脉冲信号，将电流放大信号与第二阈值比较产生第二脉冲信号，按照上述分析的电流采样模块和比较输出模块结构如图10所示。

[0039] 其中，当处于工频正半周期，当第一脉冲信号存在，采用第一脉冲信号作为第二开关管开通的触发信号；当第一脉冲信号不存在，采用第二脉冲信号作为第二开关管开通的触发信号；当处于工频负半周期，当第一脉冲信号存在，采用第一脉冲信号作为第一开关管开通的触发信号；当第一脉冲信号不存在，采用第二脉冲信号作为第一开关管开通的触发信号。

[0040] 此外，通过实时采样可得到表征PFC电路工频输入交流电压瞬时值大小信号Vin；通过实时采样可得到表征PFC变换器输出直流母线电压大小信号Vout；设定预设电压参考值Vref，通常设置为410V，具体设置可根据实际电路需求，本发明不做限定，将Vout和预设电压参考值Vref通过运算放大器得到所述PFC变换器电压环输出电压Vcomp；采用恒流源对电容进行充电，当充电电压达到输出电压Vcomp，控制高频主管关断，高频主管从开通到关断的时间为高频主管导通时间Ton，高频主管关断后经过一定的死区时间开通高频整流管，高频整流管的导通时间Toff由以下公式决定：Toff=u*(Vin×Ton)/(Vout‑ Vin)，其中u为常数，通过控制高频整流管的导通时间Toff可以控制升压电感的负向电流大小。

[0041] 其中，以工频正半周期为例，当所述功率因数校正电路处于稳态工作时，输入电压保持正弦变化，输出电压稳定在预设电压参数值附近，高频整流管的导通时间根据Toff的计算公式能够使得所述电感负向电流达到一定值，经过采样模块后，电流放大信号IL达到第一阈值，能够产生第一脉冲信号触发第二开关管开通，当功率因数校正电路处于暂态工况，例如输入电压切换、输出负载切换导致输出电压波动等，高频整流管的导通时间根据Toff的计算公式可能偏小从而导致电感负向电流偏小，经过采样模块后，电流放大信号IL无法达到所述第一阈值，因此无法产生第一脉冲信号，但是此时即使高频整流管导通时间偏小，电感电流通过高频整流管的寄生二极管续流，能够减小到零电压，因此电流放大信号IL能够达到第二阈值，因此会产生第二脉冲信号触发第二开关管开通。

[0042] 此外，如果所述功率因数校正电路出现异常工况或保护动作，识别处理模块持续第一时间T1检测不到触发所述第一开关管或第二开关管开通的脉冲信号，则在第一时间T1结束时刻控制所述第一开关管或第二开关管开通，其中，第一时间T1由T1=1/Fmin得到，Fmin为功率因数校正电路的最低开关频率，通常设置为25Khz，具体设置参数，本发明不做限制。

[0043] 第三实施例本实施例提供的为一种开关电源，包括功率因数校正电路，功率因数校正电路包括升压电感、高频主管和高频整流管；其中：开关电源还包括上述第二个实施例中任一项控制装置。

[0044] 上述实施例所用的术语是说明和示例性、而非限制性的术语。由于本发明能够以多种形式具体实施而不脱离发明的精神或质，所以应当理解，上述实施例不限于任何前述的细节，而应在随附权利要求所限定的精神和范围内广泛地解释，因此落入权利要求或其等效范围内的全部变化和改型都应为随附权利要求所涵盖。