[0001] 本发明属于电力电子技术领域，具体涉及一种两级电源架构及其协同控制方法。

[0002] 随着对数据中心算力需求的不断增大，高算力、高功耗已经成为数据中心处理器的发展趋势。而随着功耗需求的不断提高，如何为处理器实现高效率、高瞬态响应的供电，对提高数据中心能效有重要意义。

[0003] 先进数据中心电源采用48V母线输入以提高机架容量，为了向低工作电压处理器负载供电，需要实现48V至低于1V的高降压比供电。为保证供电性能，通常会采用两级供电结构，分别由固定转换比DCX变换器和调压型变换器构成。其中，固定转换比变换器通常工作在开环状态，通过谐振、软开关等操作高效地实现直流电压缩放变换，同样被称之为直流变压器DCX；调压型变换器则根据参考电压，闭环地调节输出电压以供处理器负载使用。

[0004] 目前主流的供电方案包括：1)固定转换比变换器级联调压型变换器，如STC变换器级联同步Buck变换器，但由于调压型变换器电压应力仍然较高，负载电流应力大，工作频率较低，所需无源器件大，这限制了其效率和功率密度；2)调压型拓扑变换器级联固定转换比变换器，如FSBB变换器级联LLC变换器，但该方案依赖前级来实现电压调节，受前级带宽限制，瞬态响应较慢。

[0005] 因此，目前主流的供电方案不能很好地平衡效率、功率密度和瞬态响应的问题。

[0029] 下面结合具体实施方式对本发明做进一步阐述和说明。所述实施例仅是本公开内容的示范且不圈定限制范围。本发明中各个实施方式的技术特征在没有相互冲突的前提下，均可进行相应组合。

[0030] 鉴于现有两级电源方案存在的效率与动态响应所存在的矛盾，无法同时实现高效率与高瞬态响应，为此本发明公开了一种两级电源架构及其协同控制方法，包括一个第一级变换器、一个第二级变换器、一个第一级控制器和一个第二级控制器；第一级变换器为调压型拓扑变换器，第一级变换器可以由N个四开关Buck‑Boost变换器(即FSBB变换器)；第二级变换器为具有调压功能的固定转换比变换器，第二级变换器可以由M个四开关Buck‑Boost变换器(即FSBB变换器)。

[0031] 其中，第一级变换器用于将输入母线电压转化为一中间母线电压，第二级变换器用于将中间母线电压转换为输出电压。当所述两级电源架构处于稳态时，第一级变换器保持稳态调压工作，第二级变换器工作于第一工作状态，实现高效率和稳定的输出；第二级变换器的第一工作状态为高效率开环工作状态。

[0032] 当所述两级电源架构处于瞬态时，第二级控制器控制第二级变换器快速进入第二工作状态，实现高瞬态响应稳定输出，所述第二工作状态为高瞬态闭环调压工作状态；第一级控制器比较参考工作状态与第二级控制器的当前工作状态，基于比较结果对第一级变换器的工作状态进行控制，调节中间母线电压，并使第二级变换器工作于第一工作状态，实现高效率和稳定的输出。

[0033] 图1为本发明的两级电源架构的系统框图。本发明总体架构采用一种两级变换器，其中，第一级变换器用于提供高效的电压变换，以产生一个可调节的中间母线电压，第二级变换器则用于提供高效率变换与快速瞬态响应。

[0034] 本发明的两级电源架构包括第一级变换器、第二级变换器、第一级控制器和第二级控制器；第一级控制器和第二级控制器构成控制单元；

[0035] 所述第一级变换器与外部的输入母线相连，第一级变换器为调压型拓扑变换器，第一级变换器接收输入母线输入的电压并对所述电压进行电压变换，第一级变换器输出中间母线电压至第二级变换器；

[0036] 所述第二级变换器对中间母线电压进行降压处理，第二级变换器输出处理后的电压至外部的处理器负载及第二级控制器；第二级控制器基于输出电压和参考电压，对第二级变换器的工作状态进行控制，构成本地环路，稳定第二级变换器的输出电压并输出当前本地工作状态至第一级控制器；基于参考工作状态和当前本地工作状态对第一级变换器进行控制，构成全局环路，稳定中间母线电压。

[0037] 如图2所示，本发明公开了一种两级电源架构的协同控制方法，通过第二级控制器产生当前本地工作状态并将有关信息传输给第一级控制器，可调节中间母线电压，以使第二级变换器工作在最优工作点。

[0038] 协同控制方法的具体过程包括以下步骤：

[0039] 根据所述输出参考工作状态和当前本地工作状态，在未发生瞬态工况切换且处于最优工作状态时，第一级变换器保持在稳态调压工作状态，第二级变换器工作于第一工作状态，实现高效率和稳定输出；

[0040] 根据所述输出母线电压和参考电压，在发生瞬态工况切换时，第二级控制器通过本地环路控制第二级变换器快速进入第二工作状态，实现高瞬态响应；经过第二级控制器内部处理输出当前本地工作状态，当前工作状态表明第二级变换器偏离最优工作状态；在全局环路中，第一级控制器比较当前本地工作状态与参考工作状态，并基于比较结果对第一级变换器进行控制，调节第一级变换器输出的中间母线电压，并使第二级变换器回到第一工作状态工作(即使第二级变换器回到最优工作状态)，实现高效率和稳定的输出。

[0041] 如图3所示，提供了一种本发明的实施例，第一级变换器采用可调压的FSBB变换器(四开关Buck‑Boost变换器)来输出一个可控的中间母线电压，具有高变换比、高效率电压转换的优势。第二级变换器则采用调压型LLC谐振变换器来实现输出电压的输出，实现高带宽、高瞬态响应的电压变换。

[0042] 第一级变换器可由N个FSBB变换器结构(即图3中的FSBB变换器)组成，其中N≥1，所述FSBB变换器包括第一开关设备SBB‑1、第二开关设备SBB‑2、第三开关设备SBB‑3、第四开关设备SBB‑4、电感L1和中间母线电容CMID，开关设备为Mos管、晶体管或IGBT。

[0043] 第一开关设备SBB‑1的源极与第三开关设备SBB‑3的漏极相连，相连后与电感L1的一端相连，第三开关设备SBB‑3的源极与第四开关设备SBB‑4的源极相连，相连后与功率地相连，第二开关设备SBB‑2的源极与第四开关设备SBB‑4的漏极相连，相连后与电感L1的另一端相连，第一开关设备SBB‑1的漏极作为FSBB变换器结构的输入端，第二开关设备SBB‑2的漏极作为FSBB变换器结构的输出端，中间母线电容CMID的一端与FSBB变换器结构的输出端相连，另一端与功率地相连，中间母线电容用于保证中间母线电压稳定；N个FSBB变换器结构的输入端相连作为第一级变换器的输入端，N个FSBB变换器结构的输出端相连作为第一级变换器的输出端；其中，全部开关设备的栅极均与外部的驱动电路相连，开关设备被驱动电路驱动。

[0044] 第二级变换器由M个LLC变换器结构(即图3中的LLC变换器)组成，其中M≥1，所述LLC变换器结构包括第一开关设备SLLC‑1、第二开关设备SLLC‑2、变压器、励磁电感Lm、谐振电感Lr、谐振电容Cr、第三开关设备SLLC‑3、第四开关设备SLLC‑4和输出母线电容COUT，开关设备为Mos管、晶体管或IGBT。

[0045] 第一开关设备SLLC‑1的源极与第二开关设备SLLC‑2的漏极相连，相连后与谐振电感Lr的一端相连，谐振电感Lr的另一端、励磁电感Lm的一端和变压器原边绕组的同名端两两相连；第二开关设备SLLC‑2的源极与谐振电容Cr的一端相连，相连后与功率地相连，谐振电容Cr的另一端、励磁电感Lm的另一端和变压器原边绕组的异名端两两相连；变压器副边绕组包括同名端、异名端和中间抽头，变压器副边绕组的同名端与第三开关设备SLLC‑3的源极相连，变压器副边绕组的异名端与第四开关设备SLLC‑4的源极相连，第三开关设备SLLC‑3的漏极与第四开关设备SLLC‑4的漏极相连，相连后作为LLC变换器结构的输出端，输出母线电容COUT的一端与LLC变换器结构的输出端相连，另一端与功率地相连，输出母线电容用于保证第二级变换器的输出电压的稳定；变压器副边绕组的中间抽头与功率地相连；第一开关设备SLLC‑1的漏极作为LLC变换器结构的输入端，M个LLC变换器结构的输入端相连作为第二级变换器的输入端，M个LLC变换器结构的输出端相连作为第二级变换器的输出端；其中，全部开关设备的栅极均与外部的驱动电路相连，开关设备被驱动电路驱动。

[0046] 如图4所示，所述LLC变换器结构还可以根据功率等级、应用场景等另行选择类似的原副边结构，包括但不限于原边：非对称半桥、对称半桥、全桥；副边：全桥整流、半桥整流；

[0047] 原边非对称半桥包括第一开关设备SLLC‑1、第二开关设备SLLC‑2、原边绕组、励磁电感Lm、谐振电感Lr和谐振电容Cr；第一开关设备SLLC‑1的漏极作为原边非对称半桥的输入端，第一开关设备SLLC‑1的源极与第二开关设备SLLC‑2的漏极相连，相连后与谐振电感Lr的一端相连，谐振电感Lr的另一端、励磁电感Lm的一端和原边绕组的同名端两两相连；第二开关设备SLLC‑2的源极与谐振电容Cr的一端相连，相连后与功率地相连，谐振电容Cr的另一端、励磁电感Lm的另一端和变压器原边绕组的异名端两两相连。

[0048] 原边对称半桥包括第一开关设备SLLC‑1、第二开关设备SLLC‑2、原边绕组、励磁电感Lm、谐振电感Lr、谐振电容Cr1和谐振电容Cr2；第一开关设备SLLC‑1的源极与第二开关设备SLLC‑2的漏极相连，相连后与谐振电感Lr的一端相连，谐振电感Lr的另一端、励磁电感Lm的一端和变压器原边绕组的同名端两两相连；第二开关设备SLLC‑2的源极与谐振电容Cr2的一端相连，相连后与功率地相连，谐振电容Cr2的另一端、励磁电感Lm的另一端、谐振电容Cr1的一端和变压器原边绕组的异名端两两相连，谐振电容Cr1的另一端与第一开关设备SLLC‑1的漏极相连，相连后作为原边对称半桥的输入端。

[0049] 原边全桥包括第一开关设备SLLC‑1、第二开关设备SLLC‑2、原边绕组、励磁电感Lm、谐振电感Lr、谐振电容Cr、第三开关设备SLLC‑3和第四开关设备SLLC‑4；第一开关设备SLLC‑1的漏极与第三开关设备SLLC‑3的漏极相连，相连后作为原边全桥的输入端；第一开关设备SLLC‑1的源极、第二开关设备SLLC‑2的漏极和谐振电感Lr的一端两两相连，谐振电感Lr的另一端、励磁电感Lm的一端和变压器原边绕组的同名端两两相连；第二开关设备SLLC‑2的源极与第四开关设备SLLC‑4的源极相连，相连后与功率地相连；第三开关设备SLLC‑3的源极、第四开关设备SLLC‑4的漏极和谐振电容Cr的一端两两相连，谐振电容Cr的另一端、励磁电感Lm的另一端和变压器原边绕组的异名端两两相连。

[0050] 副边全桥整流包括开关设备S3、开关设备S4、开关设备S5、开关设备S6和副边绕组；副边绕组的同名端、开关设备S3的源极和开关设备S5的漏极两两相连，开关设备S3的漏极和开关设备S4的漏极相连，相连后作为副边全桥的输出端；开关设备S5的源极和开关设备S6的源极相连，相连后与功率地相连，开关设备S6的漏极、开关设备S4的源极和变压器副边绕组的异名端两两相连。

[0051] 副边半桥整流包括开关设备S3、开关设备S4和副边绕组；副边绕组包括同名端、异名端和中间抽头，副边绕组的同名端与开关设备S3的漏极相连，副边绕组的异名端与开关设备S4的漏极相连，开关设备S3的源极与开关设备S4的源极相连，相连后作为副边半桥整流的输出端；副边绕组的中间抽头与功率地相连。

[0052] 在本发明的一个具体实施例中，所述第二级变换器由M个LLC变换器结构组成，所述LLC变换器结构包括第一开关设备SLLC‑1、第二开关设备SLLC‑2、变压器、励磁电感Lm、谐振电感Lr、谐振电容Cr1、谐振电容Cr2、第三开关设备S3、第四开关设备S4和输出母线电容COUT，开关设备为Mos管、晶体管或IGBT；其中，N≥1；

[0053] 第一开关设备SLLC‑1的源极与第二开关设备SLLC‑2的漏极相连，相连后与谐振电感Lr的一端相连，谐振电感Lr的另一端、励磁电感Lm的一端和变压器原边绕组的同名端两两相连；第二开关设备SLLC‑2的源极与谐振电容Cr2的一端相连，相连后与功率地相连，谐振电容Cr2的另一端、励磁电感Lm的另一端、谐振电容Cr1的一端和变压器原边绕组的异名端两两相连，谐振电容Cr1的另一端与第一开关设备SLLC‑1的漏极相连，相连后作为LLC变换器结构的输入端；

[0054] 变压器副边绕组包括同名端、异名端和中间抽头，变压器副边绕组的同名端与第三开关设备S3的漏极相连，变压器副边绕组的异名端与第四开关设备S4的漏极相连，第三开关设备S3的源极与第四开关设备S4的源极相连，相连后作为LLC变换器结构的输出端，输出母线电容COUT的一端与该输出端相连，另一端与功率地相连，变压器副边绕组的中间抽头与功率地相连；其中，全部开关设备的栅极均与外部的驱动电路相连，开关设备被驱动电路驱动；

[0055] M个LLC变换器结构的输入端相连作为第二级变换器的输入端，M个LLC变换器结构的输出端相连作为第二级变换器的输出端。

[0056] 在本发明的一个具体实施例中，所述第二级变换器由M个LLC变换器结构组成，所述LLC变换器结构包括第一开关设备SLLC‑1、第二开关设备SLLC‑2、第三开关设备SLLC‑3、第四开关设备SLLC‑4、变压器、励磁电感Lm、谐振电感Lr、谐振电容Cr、第五开关设备S5、第六开关设备S6、第七开关设备S7、第八开关设备S8和输出母线电容COUT，开关设备为Mos管、晶体管或IGBT；其中，N≥1；

[0057] 第一开关设备SLLC‑1的漏极与第三开关设备SLLC‑3的漏极相连，相连后作为LLC变换器结构的输入端；第一开关设备SLLC‑1的源极、第二开关设备SLLC‑2的漏极和谐振电感Lr的一端两两相连，谐振电感Lr的另一端、励磁电感Lm的一端和变压器原边绕组的同名端两两相连；第二开关设备SLLC‑2的源极与第四开关设备SLLC‑4的源极相连，相连后与功率地相连；第三开关设备SLLC‑3的源极、第四开关设备SLLC‑4的漏极和谐振电容Cr的一端两两相连，谐振电容Cr的另一端、励磁电感Lm的另一端和变压器原边绕组的异名端两两相连；

[0058] 变压器副边绕组的同名端、第五开关设备S5的源极以及第七开关设备S7的漏极两两相连，变压器副边绕组的异名端、第六开关设备S6的源极以及第八开关设备S8的漏极两两相连，第五开关设备S5的漏极和第六开关设备S6的漏极相连，相连后作为LLC变换器结构的输出端，输出母线电容COUT的一端与该输出端相连，另一端与功率地相连，第七开关设备S7的源极与第八开关设备S8的源极相连，相连后与功率地相连；其中，全部开关设备的栅极均与外部的驱动电路相连，开关设备被驱动电路驱动；

[0059] M个LLC变换器结构的输入端相连作为第二级变换器的输入端，M个LLC变换器结构的输出端相连作为第二级变换器的输出端。

[0060] 在本发明的一个具体实施例中，所述第二级变换器由M个LLC变换器结构组成，所述LLC变换器结构包括第一开关设备SLLC‑1、第二开关设备SLLC‑2、第三开关设备SLLC‑3、第四开关设备SLLC‑4、变压器、励磁电感Lm、谐振电感Lr、谐振电容Cr、第五开关设备、第六开关设备和和输出母线电容COUT，开关设备为Mos管、晶体管或IGBT；其中，N≥1；

[0061] 第一开关设备SLLC‑1的漏极与第三开关设备SLLC‑3的漏极相连，相连后作为LLC变换器结构的输入端；第一开关设备SLLC‑1的源极、第二开关设备SLLC‑2的漏极和谐振电感Lr的一端两两相连，谐振电感Lr的另一端、励磁电感Lm的一端和变压器原边绕组的同名端两两相连；第二开关设备SLLC‑2的源极与第四开关设备SLLC‑4的源极相连，相连后与地信号功率地相连；第三开关设备SLLC‑3的源极、第四开关设备SLLC‑4的漏极和谐振电容Cr的一端两两相连，谐振电容Cr的另一端、励磁电感Lm的另一端和变压器原边绕组的异名端两两相连；

[0062] 变压器副边绕组包括同名端、异名端和中间抽头，变压器副边绕组的同名端与第五开关设备的漏极相连，变压器副边绕组的异名端与第六开关设备的漏极相连，第五开关设备的源极与第六开关设备的源极相连，相连后作为LLC变换器结构的输出端，输出母线电容COUT的一端与该输出端相连，另一端与功率地相连，变压器副边绕组的中间抽头与功率地相连；其中，全部开关设备的栅极均与外部的驱动电路相连，开关设备被驱动电路驱动；

[0063] M个LLC变换器结构的输入端相连作为第二级变换器的输入端，M个LLC变换器结构的输出端相连作为第二级变换器的输出端。

[0064] 如图5所示，其为本发明的两个控制器的实施例，所述控制单元的第二级控制器包括一个第二补偿器和M个第二单元，M个第二单元与M个LLC变换器结构一一相连；所述第二单元包括一个压控振荡器和一个调制器；

[0065] 第二级控制器的工作方法为：第二补偿器接收第二级变换器输出的电压Vo以及外部输入的参考电压VREF，第二补偿器进行补偿，经过第二补偿器补偿后产生压控振荡器控制电压并输出，即第二补偿器基于PID控制输出压控振荡器控制电压至压控振荡器，压控振荡器输出时钟信号至调制器，调制器输出开关信号至与该第二单元相连的LLC变换器结构，控制LLC变换器结构的开关设备的开与关，从而控制开关设备产生适当的开关频率，最后经过调制器产生50％占空比的第二级变换器的四个开关设备SLLC‑1～4的控制信号，实现第二级变换器的高带宽、高响应速度的稳压输出。此外，压控振荡器控制电压将作为当前本地工作状态StateLocal输出至第一级控制器(即同时第二补偿器会输出压控振荡器控制电压至第一级控制器，所述压控振荡器控制电压即为当前本地工作状态)，从而通过第一级控制器控制第一级变换器的开关设备的开关状态以实现可控匝数比的高效率电压转换，最终实现对第一级变换器的反馈调控。

[0066] 所述控制单元的第一级控制器包括第一补偿器和N个第一单元，N个第一单元与N个FSBB变换器一一相连；所述第一单元包括一个时钟基准单元和一个调制器；

[0067] 第一级控制器的工作方法为：第一补偿器接收当前本地工作状态StateLocal以及给定的外部的参考工作状态StateREF，并基于PID控制输出控制电压至调制器，同时，时钟基准单元输出时钟信号至调制器，调制器基于控制电压和时钟信号通过PWM调制方法生成开关信号，并输出开关信号至该第一单元相连的FSBB变换器，控制FSBB变换器的开关设备的开与关，从而控制第一级变换器开关状态以实现的高效率电压转换，最终实现对中间母线电压的调节，使得第二级变换器工作在最优点。所述参考工作状态StateREF为压控振荡器参考控制电压。

[0068] 如图6～8所示，其中，第二级变换器的开关设备SLLC‑1与SLLC‑2依次导通，产生50％占空比的方波激励施加至谐振腔上，感值较大的励磁电感Lm电流波形呈现线性工作特点且斜率固定，谐振电感电流ILr与励磁电感电流ILm之差通过变压器传递至副边整流并输出。如图6所示，第二级变换器工作于第一工作状态时，变换器工作于谐振频率或略高于谐振频率，谐振电感电流ILr在各半开关周期结束时等于或略大于励磁电感电流ILm，且在轻载时谐振电感电流ILr幅值较小，重载时ILr幅值较大；

[0069] 如图7所示，第二级变换器工作于第二工作状态时，根据LLC变换器的调压特性可知，通过调整开关频率，可以使第二级变换器工作于升压或者降压模态：提高开关频率时，变换器表现为降压特性，此时谐振电感电流ILr在各半开关周期结束时大于励磁电感电流ILm(即图7中的(a)，开关频率Fsw为3MHz，谐振频率Fr为2MHz)；降低开关频率时，变换器表现为升压特性，谐振电感电流ILr将在各半开关周期结束前达到励磁电感电流ILm相同值(即图7中的(b)，开关频率Fsw为1.5MHz，谐振频率Fr为2MHz)。

[0070] 当系统负载突增时，输出电压Vout产生瞬时跌落，第二级变换器由本地环路控制进入第二工作状态进行调压工作，压控振荡器控制电压VVCO迅速下降，控制第二级变换器以升压模式工作；VVCO作为当前本地工作状态量的变化，在全局环路的调节下，第一级变换器调节中间母线电压升高，令第二级变换器返回第一工作状态进行高效工作，各关键波形如图8所示；当系统负载突减时，系统响应类似，本地环路控制第二级变换器迅速响应负载电压变化，全局环路控制第一级变换器调节中间母线电压至最优工作点，各关键波形如图9所示。由此，系统实现了最优的效率和最优的瞬态响应。

[0071] 下面将结合图3所示的具体实施例，通过仿真分析来说明本发明的优势。在仿真中，系统的输入电压为60V，输出电压为1.5V，输出电容为22uF。其中第一级变换器工作于500kHz，额定中间母线电压为48V；第二级调压型LLC谐振变换器所采用的谐振电感为1uH，励磁电感为10uH，谐振电容为7.5nF，谐振频率为1.85MHz，工作频率范围约为1.2～2.8MHz，高开关频率使其能够提供快速瞬态响应，同时也保证了其高功率密度。

[0072] 如图10所示，在第5ms时，外部负载在4.5us内产生了一个9A的电流跳变，此时将产生一个输出电压跌落，第二级变换器的第二级控制器监测到输出电压低于参考电压，通过第二补偿器产生一个控制电压，以使第二级变换器对输出电压进行快速调节，使输出电压快速回到参考电压，由谐振腔电流波形、振荡器控制电压可见，第二级变换器将工作在第二工作模式，进行了有效的电压调控。仿真结果表明，系统输出电压跌落为90mV。在同等仿真条件下，使用传统的两级架构控制方式，即第二级变换器开环，系统整体闭环，可见系统输出电压跌落为140mV，且系统恢复时间相对较长。

[0073] 如图11所示，在负载突减时，控制器响应类似，本地环路将控制第二级变换器快速响应，结果表明，系统输出电压过冲为90mV。在同等仿真条件下，使用传统的两级架构控制方式，即第二级变换器开环，系统整体闭环，可见系统输出电压过冲为140mV，且系统恢复时间相对较长。因此本发明所述的两级电源转换器具有高瞬态响应的特性。

[0074] 此外，在本实施例中，振荡器控制电压将作为第二参考电压提供给第一级控制器，与参考工作状态对应的振荡器参考控制电压StateREF做差后，经过第一补偿器的PID控制得到调制器控制电压，进而控制第一级变换器来调节中间母线，使得中间母线电压上升，最终使得变换器工作在最优工作点，以高效率运行。在负载突减时，控制器响应类似，第二参考电压将与StateREF经过补偿后控制中间母线电压下降，最终使得变换器工作在最优工作点。因此采用本发明所述的两级电源控制方法，第二级除了具备高瞬态响应外，在稳态时，还具有高效率的优点。

[0075] 以上所述实施例仅表达了本发明的几种实施方式，其描述较为具体和详细，但并不能因此而理解为对本发明范围的限制。对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变形和改进，这些都属于本发明的保护范围。