[0001] 本发明涉及声波测井领域，尤其涉及一种基于低频布莱克曼窗函数的偶极横波远探测测井声源激励方法。

[0002] 偶极横波远探测测井是一项重要的声波测井技术，可以把探测距离从传统声波测井的几米提升到几十米的范围，从而获得全面的地层信息，在探测裂缝、确定地层构造等方面有着重要的作用。目前远探测技术在实际应用中存在一些难点，其中之一是接收波列中直达波的幅度太大，而反射波相对直达波过于微弱，这样会造成几个问题：一、近井壁反射体的反射波容易淹没在直达波之中；二、为了使直达波不限幅，仪器采集电路的放大倍数不能太高，这样反射波由于幅度太小容易会淹没在噪声中。因此，如何压制直达波、增强反射波成为目前横波远探测研究的重点。偶极子在井孔中激发得到的直达波是频散的弯曲波，其激发强度在艾里相频率处最大、截止频率以下极低，因此可以选择频带范围在截止频率之下的低频信号作为偶极子声源，可以达到压制直达波、增强反射波相对幅度的目的。

[0003] 传统激励偶极换能器是采用矩形高压脉冲经过变压器激励换能器的方式，在激励偶极压电陶瓷换能器的情况下，这种激励方式由于矩形脉冲的频谱泄露问题，会有能量分布在艾里相处，从而产生较强的高频信号，不能很好地压制直达波，因此研究适合偶极横波远探测测井的新型激励信号成为研究热点。

[0004] 传统的声波测井激励的激励模式是直接利用高压电源生成矩形脉冲，然后通过变压器将脉冲的电压升高，最终驱动换能器，这种方式实现简单，但声源的频率固定，不能对激励信号进行复杂调控，也不能根据地层环境进行动态调节。

[0042] 为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

[0043] 在声波测井技术中，偶极横波远探测测井是一项重要的声波测井技术，可以把探测距离从传统声波测井的几米提升到几十米的范围，从而获得全面的地层信息。在测井中，直达波主要通过井内的泥浆或井眼环境传播，与地层结构无关，在分析时为干扰数据，因此在实际测井中需要尽量压制直达波。

[0044] 对于偶极子声波测井来说，声源在井中激发出的直达波具有频散特性，相速度与群速度随着频率变化而变化，在艾里相(即群速度存在最低的频率)附近弯曲波的激发强度最大，在其两侧逐渐降为零。

[0045] 其中，相速度是指波的某一相位(如波峰或波谷)在介质中传播的速度，群速度是指波包(即由多种不同频率的波组成的波群或脉冲)的包络在介质中传播的速度，二者在声波测井中都是分析地层结构和性质的重要参数。

[0046] 如图1所示，图中黑色曲线为相速度，红色曲线为群速度，蓝色曲线为激发强度，其激发强度在艾里相频率处最大、截止频率以下极低，为了压制直达波，需要尽量降低激励信号在艾里相附近的能量分布。而对于反射波来说，由于地层粘弹特性会衰减高频成分，低频成分越多则探测距离越远。因此可以选择频带范围在截止频率之下的低频信号作为偶极子声源，可以达到压制直达波、增强反射波相对幅度的目的。

[0047] 因此，本发明实施例选取低频布莱克曼(Blackman)窗函数作为激励函数，矩形窗以及布莱克曼函数的源函数以及谱函数如图2所示，可见布莱克曼窗的主瓣宽，频率识别精度最低，但其旁瓣小，对高频成分的压制效果好，从而能够较好地压制直达波。

[0048] 矩形窗：

[0049] w0(t)＝U0 (1)

[0050]

[0051] 布莱克曼窗：

[0052] w(t)＝0.42‑0.5cos(2πt/T0)+0.08cos(4πt/T0)

[0053] F(ω)＝0.42F0(ω)+0.25F0(ω‑ω0)+0.25F0(ω+ω0)

[0054] +0.04F0(ω‑2ω0)+0.04F0(ω+2ω0)

[0055] 式中ω0＝2π/T0，U0为电压峰值，T0为脉冲持续时间，且0≤t≤T0；当t＜0或t＞T0时各个函数值均为0。

[0056] 由图2中可以看出，矩形窗函数频域内旁瓣高，在高频段的能量泄漏非常严重，相比之下，低频布莱克曼窗函数的能量集中在低频段，在艾里相所在的高频段基本没有能量分布，因此可以较好的压制直达波，提升反射波的相对幅度。

[0057] 传统的声波测井激励的激励模式是直接利用高压电源生成矩形脉冲，然后通过变压器将脉冲的电压升高，最终驱动换能器，这种方式实现简单，但声源的频率固定，不能对激励信号进行复杂调控，也不能根据地层环境进行动态调节。

[0058] 根据上述原理，本发明提供一种基于基于低频布莱克曼窗函数的偶极横波远探测测井声源激励方法，包括如下步骤：

[0059] 1、上位机计算布莱克曼窗函数的离散值，向控制电路发射低频布莱克曼窗函数的参数；

[0060] 布莱克曼窗：

[0061] w(n)＝0.42‑0.5cos(2πn/N‑1)+0.08cos(4πn/N‑1)

[0062] 其中，N是窗口的长度，n是采样点的索引。

[0063] 在具体的实施例中，对于每一个采样点n，计算出对应的窗函数值w[n]，形成一组布莱克曼窗函数的采样值，将布莱克曼窗函数的采样值w[n]进行归一化，使其值在0到1之间。

[0064] 2、控制电路基于低频布莱克曼窗函数的离散值设置脉冲宽度调制控制逻辑，发射PWM控制信号到驱动电路；

[0065] 对于布莱克曼窗函数的每一个采样点n，根据对应的w[n]值确定PWM信号的占空比值。例如，若w[n]＝0.7，则对应的PWM信号在一个周期内高电平持续70％的时间，低电平持续30％的时间。

[0066] 在具体的实施例中，在每个周期开始之前计算布莱克曼窗函数所需的占空比值，再赋予寄存器，将布莱克曼窗函数参考信号与高频三角载波信号进行比较。当布莱克曼窗函数的幅值大于载波信号时，输出一个高电平脉冲；当布莱克曼窗函数的幅值小于载波信号时，输出一个低电平脉冲，通过控制脉冲的宽度来模拟布莱克曼窗函数的形状。输出PWM控制信号到驱动电路中。

[0067] 3、驱动电路将布莱克曼窗函数脉冲进行放大并输出至匹配网络中；

[0068] 在具体的实施例中，通过开关器件的开关过程，从而产生功率放大的PWM信号，经过巴特沃斯滤波电路滤除高次谐波后，恢复低频初始的模拟信号。

[0069] 4、生成的低频布莱克曼窗函数通过匹配网络激发偶极声源换能器，发出横波信号。

[0070] 在具体的实施例中，采用低频布莱克曼窗函数作为激励信号激励偶极子，将电信号转化为声波信号，发出横波信号。

[0071] 本发明设计一个激励电路系统，产生参数可以调节的调频激励信号，采用脉宽调制的方法实现低频布莱克曼窗函数的生成，从而实现对换能器的多种模式激励与低频布莱克曼窗函数的激励。

[0072] 在具体的实施例中，整个激励电路系统由供电电路、控制电路、驱动电路以及匹配网络组成，如图4所示。其中供电电路主要为电路系统供电，控制电路的主要作用是接收上位机发送的发射参数、为驱动电路提供PWM控制信号以及进行自适应算法的运算，驱动电路主要对PWM控制信号进行功率放大，匹配网络实现激励电路与换能器之间的匹配。

[0073] 其中，供电电路的主要作用是为整个电路系统供电，其中包括驱动电路所需要的+400V高压直流、驱动电路所需要的+5V、+12V以及控制电路所需要的+5V。

[0074] 在具体的实施例中，供电电路采用Flyback拓扑的反激式开关电源设计，能够达到较高的效率，实现多路输出效果。

[0075] 从一般意义上来讲，开关变换器就是利用半导体功率器件作为开关，将一种电源形式变化为另一种形式的主电路。而开关电源就是在转变时利用自动控制闭环，同时拥有稳定的输出并且具有保护功能的电路，其主要是利用储能元件，如电容和电感，利用开关管持续的导通与关断状态转换，将能量逐步转换。

[0076] 在具体的实施例中，本发明中使用的开关电源的基本结构如图5所示，主要由输入整流滤波电路、PWM控制电路、功率开关管及输出整流滤波电路这四部分组成。

[0077] 其中，输入整流滤波电路用于将输入端的交流电进行整流滤波，为开关电源提供直流电压；

[0078] PWM控制电路根据供电电路的电压反馈调整占空比，输出脉冲宽度调制信号来控制供电电路功率开关管的开关；

[0079] 功率开关管用于直流电压转换成高频交流电，经过高频变压器变成所需的输出交流电；

[0080] 输出整流滤波电路用于将输出的高频交流电压进行滤波处理，消除纹波电压，得到所需的直流电压。

[0081] 控制电路的主要作用是接收上位机发送的发射参数、为驱动电路提供PWM控制信号以及进行自适应算法的运算，在具体的实施例中，控制电路主要由DSP芯片、电源转换芯片、CAN收发器以及有源晶振组成。

[0082] DSP芯片作为主要部件实现CAN通信(接收上位机发送的发射参数)、4路PWM逻辑控制以及实时运算等功能；

[0083] 电源转换芯片的作用是将供电电路提供的+5V转换为+3.3V以及+1.9V，供板上其他芯片使用；

[0084] CAN收发器实现CAN总线与DSP芯片之间的对接；

[0085] 有源晶振为DSP提供时钟信号。

[0086] 在具体的实施例中，DSP芯片通过CAN通信接收到上位机的发射参数，设定时基周期寄存器的值，这个值决定了定时器多久复位一次，从而确定了PWM信号的周期。简单来说，时基周期寄存器值越大，PWM信号的频率越低，周期越长；值越小，PWM信号的频率越高，周期越短。

[0087] 将布莱克曼窗函数参考信号与高频载波信号进行比较。当布莱克曼窗函数的幅值大于载波信号时，输出一个高电平脉冲；当布莱克曼窗函数的幅值小于载波信号时，输出一个低电平脉冲，通过这种方法控制PWM信号的占空比。

[0088] 设置死区时间，即在两路互补的PWM信号之间加一小段延迟时间，使得一路PWM为0后另一路并不马上变为1，而是等一会再为1。

[0089] 一般来说，大功率的功放、变换器以及电机等，大都有由MOSFET、IGBT等开关元器件组成的H桥或者3相桥电路。对于全桥结构的电路来说，桥的上桥臂和下桥臂绝对不能同时开通，这样相当于电源短路，瞬间的大电流会烧毁开关器件。在实际电路工作时，PWM控制信号在达到开关元件之前常常会产生延迟的效果，如光耦、驱动芯片等均有延迟的时间，并不能立即响应信号的变化。这就造成开关管提前打开或者延迟关闭，从而造成上下桥臂的开关管同时打开，瞬间的大电流损坏元器件。

[0090] 设置死区时间可以避免实际电路对信号的延迟而有可能产生的上下桥臂同时导通，从而保护开关管。

[0091] 驱动电路的主要作用是接收控制电路输出的逻辑信号，进行功率放大后驱动换能器。

[0092] 在具体的实施例中，本发明在驱动电路中使用H桥D类功放来对信号进行功率放大。

[0093] 其中，D类功放又叫做数字功放，其主要工作原理是输入的模拟音频信号首先通过比较器或者复杂控制芯片产生PWM信号，经过放大后提升驱动能力，来控制开关元器件的开启或关断。通过开关器件的开关过程，从而产生功率放大的PWM信号，经过滤波电路滤除高次谐波后，恢复低频初始的模拟信号，最后产生响应的激励信号来驱动负载，如图6所示。

[0094] D类功放主要是控制开关管的导通和关闭，开关管导通时的饱和压降很多小，耗电低，相当于直接将高压电源加载在负载两端，电路本身耗电很少；而在开关管关断时，开关管处于截止状态，不耗电。因此，理论上D类功放的效率可以达到100％，即使在实际应用中也可以实现90％以上的效率，是实现高效功率驱动的有效工具。

[0095] 在具体的实施例中，驱动电路原理图如图7所示。整个电路由光耦、驱动芯片、H桥电路、RCD缓冲电路以及LC滤波电路组成。

[0096] 光耦的主要作用是将数字电路与模拟电路进行电气隔离，它的信号是单向传输，传输效率高，工作稳定，无触点，在输入端和输出端之间实现电气隔离，抗干扰能力强，输出信号对输入端无影响，使得DSP免受驱动电路干扰而稳定工作。

[0097] 对于本文的4个MOSFET开关管构成的H桥电路，采用2片驱动芯片分别驱动2个桥臂，实现对换能器的正反两个方向的往复激励。

[0098] 缓冲电路可以抑制施加在开关管上的过电压和关断损耗的增加。关断开关管时由于电感中储存有能量，集电极‑发射极间会发生浪涌电压。这时由于缓冲电容器就可以分担关断时的一部分能量，从而保护开关管。

[0099] PWM功放需要通过低通滤波器来对PWM信号进行滤波，将高次谐波滤除，重新得到所需的模拟信号。有时还可以通过使用滤波器来进行功放与负载之间的阻抗变换，使功放输出最大功率。

[0100] 在具体的实施例中，所述低通滤波器可以采用二阶巴特沃斯滤波器，巴特沃斯滤波器的特点是通频带内拥有最大限度平坦的频率响应曲线，起伏波动较小，在阻带内逐渐下降为零，如图8所示。

[0101] 巴特沃斯滤波器可用如下振幅的平方对频率的公式表示：

[0102]

[0103] 其中n为滤波器阶数，ωc为截止频率，ωp为通带边缘频率。

[0104] 本发明中，利用LC滤波电路实现二阶巴特沃斯滤波器，其计算参数如下：

[0105]

[0106] 电源内阻R0＝0.25Ω，负载R＝17Ω，截止频率fL＝20kHz，计算得到L＝192.7uH，C＝0.33uF。

[0107] 在具体的实施例中，利用Filter Solutions模拟滤波器仿真软件对滤波器进行仿真，如图9所示。利用Multisim电路仿真软件对换能器及匹配网络进行仿真，如图10所示。图中下方红色曲线为信号源输出信号，上方曲线为加载在负载两端的信号，由图中可以看出，主频13.3kHz的方波信号经过滤波器后高频成分被滤掉，近似为正弦波信号。

[0108] 匹配网络实现激励电路与换能器之间的匹配。

[0109] 为了实现功放电路与负载之间功率传递的最大化，经常要在电路与负载之间进行阻抗匹配在利用功放电路对换能器进行驱动的时候，如果能够实现驱动电路与换能器之间的最佳匹配，就能够实现功率的最大输出。如果不能进行良好的匹配，电路的能量不能有效地传输至换能器，无法达到预期的激励效果，换能器也就无法进行正常的声波辐射输出。

[0110] 对于换能器来说，匹配的主要是进行阻抗变换与达到谐振。通常D类功放的输出阻抗都比较小且电阻成分较大而电抗成分较小。而换能器在谐振的等效电路图如图11所示，在谐振状态下动态电感L1与动态电容C1相抵消，相当于静态电容C0与静态电阻R1并联，整体上呈容性。因此需要采用合适的电感以及电阻，将换能器的等效阻抗转变为纯阻性质，并且与功放阻抗相匹配，从而提高输出效率。

[0111] 在谐振点上，换能器的输入阻抗表示为：

[0112]

[0113] 设功放电路内阻为纯阻性，由最大功率输出原理可知，理想的阻抗匹配条件为：

[0114]

[0115] 在一具体的实施例中，根据阻抗分析仪测量结果，R1＝17Ω，C0＝189.7nF，f0＝13.36kHz，可以算得R0＝15.98Ω，L0＝52uH。

[0116] 利用仿真软件对换能器及匹配网络进行仿真，如图12所示。图中下方红色曲线为信号源输出信号，上方曲线为加载在负载两端的信号，由图中可以看出，输入的正弦波信号经过滤波器及阻抗匹配后，加载到换能器两端的信号同样为正弦波，且相位与输入信号相同。

[0117] 在具体的实施例中，利用本发明提供的电路，首先计算生成布莱克曼窗函数的离散值，上位机将这些参数发送至控制电路中，控制电路使用这些布莱克曼窗函数的幅度值作为PWM信号的占空比，放大PWM信号并使用低通滤波器消除PWM信号中的高频成分，提取出随占空比变化的平均电压信号，经过匹配网络后，输出的信号为一个平滑的、近似布莱克曼窗函数的信号，可以直接用于激励声波换能器。如图13所示，图13为一实施例中示波器中的Blackman窗逻辑信号以及激励波形截图，可见高电平信号密集的区域，模拟的布莱克曼窗函数幅值就大，能够通过控制逻辑信号输出低频布莱克曼窗函数激励信号。

[0118] 在另一个实施例中，还在模拟地层模型中试验了本发明实施例所提供的方法能够达到的对直达波的压制效果，利用有限差分方法模拟井孔地层模型中窗函数激励信号的实3
施效果，地层的井径为0.2m，横波速度为2300m/s，纵波速度为4000m/s，密度为2500kg/m 。
激励信号分别选用矩形脉冲信号以及布莱克曼窗函数信号，激励偶极子压电陶瓷换能器，得到井孔中的直达波信号如图3所示。由图3可以看出，布莱克曼窗函数激励信号激发得到的直达波幅度远小于矩形脉冲激励信号激发的直达波，从而达到了压制直达波的效果。

[0119] 最后所应说明的是，以上实施例仅用以说明本发明的技术方案而非限制。尽管参照实施例对本发明进行了详细说明，本领域的普通技术人员应当理解，对本发明的技术方案进行修改或者等同替换都不脱离本发明技术方案的精神和范围，其均应涵盖在本发明的权利要求范围。