[0001] 本发明属于通信网络领域,具体涉及一种应用于智能高铁网络的列车与轨道旁通信系统。

[0002] 鉴于当代铁路技术的空前发展，高速铁路(简称高铁)以其以极具吸引力的价格能提供舒适的高速旅行服务，将有望成为人们首选的交通出行方式。然而，当前在运营的诸如铁路综合数字移动通信系统(GSM‑R)、铁路长期演进(LTE‑R)、IEEE～802.16无线宽带标准以及IEEE～802.20移动宽带网络规范等铁路通信系统面临着超负荷远程无线通信负载的压力。因此，在下一代智能高铁通信网络的背景下，设计更高效的T2T(列车与轨道旁,Train‑to‑Trackside)通信网络是必要的。

[0003] 当前关于先进的无线通信技术和网络架构主要包括以下几个研究和技术方向：大规模多输入多输出(MIMO)系统、毫米波/太赫兹通信、混合波束赋形、非正交多址(NOMA)以及依赖于无小区架构的异构网络等。以上这些技术可互相融合，在经过精心设计后将有望共同为未来高铁通信网络，比如第五代铁路通信系统(5G‑R)及其演进等，提供充分的高数据速率需求支持。另一方面，为车内乘客提供通信服务的轨道旁BS(基站,Base Station)所发射信号(尤其是高频段信号)的高穿透损耗是需要解决的主要挑战之一。在列车顶部部署MRS(移动中继平台,Mobile Relay Stations)是轨道旁基站与列车内用户之间建立稳定可靠通信链路的典型解决方案。然而，MRS不仅是一种昂贵的有源设备，而且在作为车内中继器以以太网或者Wi‑Fi形式为车内乘客提供服务时，必须首先处理接收到的信号，然后再将其转发给轨道旁基站或发送给UE(用户设备,User Equipment)。这些复杂的信号处理和转发过程大大增加了数据传输延迟，这可能会严重影响高动态的T2T通信链路的传输稳定性和效率。

[0004] 最近新兴的RIS(可重构智能表面,Reconfigurable Intelligent Surfaces)可作为MRS的一种有前途且低成本的替代方案。这种RIS是由多层堆叠平面结构的可编程超表面所组成，且超表面上包含了大量由如光电二极管等低功率电子器件集成的低成本阵元(又名元原子)，可以动态地调整每个元原子接收电磁信号的幅度和相位，以向预期的波束方向辐射电磁能量，进而实现智能可控的无线通信环境。目前的绝大多数研究都致力于解决将IRS(智能反射表面,Intelligent Reflecting Surfaces)应用在当前及未来的无线通信网络时所面临的诸多挑战。IRS的主要功能是通过反射入射的电磁信号来提高基站覆盖盲区的接收信号功率，从而扩大其有效覆盖范围。最近，研究人员也开始考虑在折射(或者称透射)模式下工作的RIS应用场景，这一类RIS可称之为RRS(可重构折射表面,Reconfigurable Refracting Surfaces)。同时，具备反射和折射双重功能的RIS最近也受到了广泛的关注，将作为RIS相关研究的未来发展方向之一。

[0062] 下面结合附图并举实施例，对本发明的具体实施方式进行详细描述。

[0063] 本发明为提高无线通信可靠性和吞吐率采用了一种新兴的RIS(可重构智能表面,Reconfigurable Intelligent Surfaces)技术。RIS是由大量受控元原子和低功率电子设备所组成，能够在既不使用功放也不执行基带数字信号处理操作的情况下对电磁波进行赋形。附图1(a)给出了反射式RIS的示例，反射式RIS能可控地反射来自基站的电磁信号，以用于服务基站覆盖区域之外的用户。当LoS(直射径,Line‑of‑Sight)链路在室内和室外环境中被障碍物阻挡时，反射式RIS非常适合在高频信道(譬如毫米波和太赫兹等频段)中建立可靠的非直射径或者虚拟LoS链路。一般来说，反射式RIS的典型结构是由外部的可重构无源反射层和内部的控制电路层所组成，其中前一层是由印刷在绝缘基板上的大量金属贴片阵元(即所谓的元原子)而制成的反射表面，而后一层是可通过FPGA(现场可编程门阵列,Field‑Programmable Gate Array)控制器控制每个元原子幅度和相位的控制电路板。

[0064] 相比之下，如附图1(b)所示，RRS(可重构折射表面,Reconfigurable Refracting Surfaces)由多层复合超材料来构成，包含了可直接调整并折射入射电磁波的双面外层和内层控制电路两部分，其中双面外层由密集的元原子组成，而内层中的电子电路(如光电二极管/变容二极管等)可控制双面外层元原子的信号响应(即幅度和相位)。显然，这类折射式RIS可先截获电磁信号的辐射通量，之后可实现可控的转发，且其可重构性可以通过改变光电二极管或者变容二极管等电子器件来实现。正是由于这种结构，RRS可动态地控制入射到双面外层元原子上信号的折射方式，以实现灵活且自适应的无源波束赋形。因此，RRS可以安装在如高层建筑物、高铁列车等封闭空间的墙壁或者窗户上，利用其折射特性来连接室内外空间，以减轻室外基站和室内用户之间严重的传播穿透损耗，进而打破电磁信号传播过程中的物理阻隔，提高室内信号的强度。本发明通过在高铁列车外壳(车体或者窗户)上安装多个RRS并进行联合控制，以形成毫米波XL‑RRS(超大孔径大规模RRS,Extra‑Large Scale RRS)，并基于该毫米波XL‑RRS设计了接下来的智能高铁异构网络。

[0065] 1.基于毫米波XL‑RRS的智能高铁异构网络设计

[0066] 尽管T2T(列车与轨道旁,Train‑to‑Trackside)通信网络利用大带宽的毫米波载频时可获得诸多增益，但也会遭受如更高的多普勒频移、频繁的小区切换以及高频信号更严重的穿透损耗等不利传播因素的影响。出于这些考虑，本发明提出了如附图2所示的基于毫米波XL‑RRS的智能高铁异构网络，可应对因大量乘客所需数据速率增加而导致的通信吞吐率需求剧增的情况。为了实现与当前5G(第五代,Fifth Generation)移动通信网络相兼容的目标，所设计的异构网络包含了三层网络结构，分别是CU(中央单元,Centralized Units)、DU(分布式单元,Distributed Units)以及AAU(有源天线单元,Active Antenna Units)，其中工作在6GHz(吉赫兹,Gigahertz)以下频段的低频大规模MIMO(大规模多输入多输出,Multiple‑Input Multiple‑Output)基站和工作在毫米波甚至太赫兹频段的高频大规模MIMO基站分别承担DU和AAU的任务。每个低频大规模MIMO基站通过前传链路连接到多个高频大规模MIMO基站，而相邻的多个低频大规模MIMO基站通过中传链路将其信号传输到CU以进行联合处理，然后CU通过回传链路连接到核心网，这里中传链路是当前5G移动通信标准组网方式中连接DU和CU间的传输链路。该所提异构网络采用无小区(Cell‑free)网络架构，可以构建以高铁列车为中心的虚拟小区。由于CU连接着多个DU，而每个DU又可以联合组网控制多个AAU，那么，CU就能综合调度不同AAU以利用如定位等先验信息来对列车进行跟踪。因此，该所设计的异构网络可以减轻列车行驶过程中的小区间干扰，同时CU控制下的多个AAU均处于虚拟小区内又可避免频繁的小区切换。此外，低频大规模MIMO基站还可以利用其良好的广域覆盖和空间复用能力发送无线控制信令，以实现铁路物联网中海量传感器节点的无线接入，而高频大规模MIMO基站通过利用毫米波频带中可用的大带宽，能为车内乘客提供足够高的数据速率。在该异构网络中，安装在高铁列车外壳(车体或者窗户)上的毫米波XL‑RRS可以当作连接车内用户与轨道旁基站的枢纽，以增强T2T通信。

[0067] 一般来说，轨道旁基站与车内用户以单跳或双跳模式进行通信。具体来说，在基站直接与用户通信的单跳模式中，电磁波必须通过穿透密闭车厢的金属车体或者窗户才能到达用户端。然而，高频段电磁信号的穿透损耗要远比低频段严重得多，从而会导致极弱的接收信号强度。此外，列车上乘客随着高铁列车一起进行着超快速移动，将使得整个通信链路呈现出高动态快时变衰落特性。作为单跳模式的一种有效替代方案，双跳通信模式(如MRS(移动中继平台,Mobile Relay Stations)和XL‑RRS)可显著提高T2T通信中的服务质量。需要指出的是，已经在当前高铁通信网络中得到广泛使用的MRS，能将轨道旁基站的信号中继转发到数百个车内用户，或者将车内用户信号转发给基站。类似地，安装在列车外壳上的毫米波XL‑RRS也具有诸多优势，且在附图2中所设计的异构网络中发挥着至关重要的作用。

[0068] 2.毫米波XL‑RRS应用在智能高铁通信网络中的优势

[0069] 1)位置和部署

[0070] 为了保持高铁列车的流线型外形结构，采用均匀平面阵列天线阵列结构的MRS通常以水平方向嵌入到车厢顶部。那么，这就要求轨道旁基站具有一定的高度以确保MRS端有适当的掠射角，但这样可能会额外增加基站的建设和维护成本。相比之下，毫米波XL‑RRS的位置和部署将会更加灵活。具体来说，可通过利用当前成熟的蒙皮天线技术将毫米波XL‑RRS部署在列车的包括车顶、车壳和两侧的窗户等任何位置，这样便确保了有利的掠射角，从而实现LoS链路通信。日本NTT DOCOMO公司的研究人员设计了如附图1(b)和附图3中所示的一种无源智能玻璃超表面原型机，该原型机包含了大量排列在高度透明玻璃基板上的亚波长阵元，因此，可利用这种的智能玻璃超表面来设计无源的毫米波XL‑RRS设备，以确保其能广泛地部署在列车车窗上，进而实现智能高铁通信网络。

[0071] 2)功耗与传输时延

[0072] 作为一种有源设备，MRS需要配备多个高成本且高能耗的射频链路以同时服务多个用户，且相应的中继处理过程不可避免地会引入额外的传输延迟，这并不合适于高动态快衰落的T2T通信信道。与之正好相反，毫米波XL‑RRS仅利用了低成本且低功耗的元原子来设计无源的硬件架构，且它只需要少量的功率来操纵元原子来折射电磁信号即可完成信号的转发过程。由于无需经过繁琐的基带信号处理，电磁信号因穿透安装在列车外壳上的毫米波XL‑RRS所造成的延迟可以忽略不计。

[0073] 3)空间复用能力

[0074] 在高铁通信场景中，由于轨道旁基站与XL‑RRS或者MRS之间没有散射体，因此T2T通信仅能建立唯一的LoS链路。对于MRS来说，它只能利用没有空间复用增益的LoS链路来连接轨道旁基站，这严重限制了整个T2T通信系统的吞吐率，故其可提供的数据速率有限，且可同时服务的用户数也较少。相比之下，如附图2和附图3所示，可将一个毫米波XL‑RRS阵面分割成多个安装在车厢不同位置的子阵列块，从形成超大有效孔径的巨维阵列。这样，毫米波XL‑RRS既利用了大孔径超表面的无源波束赋形增益来提高接收SNR(信噪比,Signal‑to‑Noise Ratio)，又利用了大孔径阵列中独特的近场LoS路径内复用特性来获得空间复用增益，以提高数据传输速率。因此，毫米波XL‑RRS辅助的T2T通信足以保证高铁乘客享受到如沉浸式的扩展现实和高保真的移动全息等极致的互联网冲浪体验。

[0075] 3.毫米波XL‑RRS架构设计

[0076] 为了充分利用上述近场LoS链路中的路径内复用特性，这里设计了附图3所示毫米波XL‑RRS的具体架构。具体来说，一个毫米波XL‑RRS可以拆分为多个RRS子块，其中每个RRS子块安装在列车外壳的指定位置上。相应地，根据车内用户的具体位置，可以将这些用户划分为多个用户组，每个组中的用户由同一个RRS子块来服务。未来智能高铁通信系统的一个可行范例是用基于智能玻璃的超表面来取代传统的窗户玻璃。

[0077] 毫米波XL‑RRS通过利用各种途径(比如高铁控制系统、铁路物联网以及先进信道估计方法等)所获取到的CSI(信道状态信息,Channel State Information)并加以整合处理后，能够实时控制其双面外层元原子的相位和幅度，从而借助于可观的近场LoS链路路径内复用增益来为车内用户提供更优的信号覆盖服务。同时，以上设计的毫米波XL‑RRS因其控制轨道旁基站和列车内用户间传播信道的能力，可将轨道旁基站到用户间的高动态快时变T2T信道拆分为BS(基站,Base Station)到RRS间信道和RRS到UE(用户设备,User Equipment)间信道的级联形式，其中车外BS‑RRS间的快时变LoS链路信道可以根据高铁列车沿固定轨迹运行的特性来可靠地预测，而车厢内BS‑RRS间准静态信道可以利用一些先进的信道估计方法来获得。此外，以上获取到的CSI还可以很好地解决多普勒频移的预补偿问题。

[0078] 4.基站到用户间信道模型建立

[0079] 轨道旁毫米波基站采用部分子连接移相网络形式的混合波束赋形架构来服务于高铁列车内K个单天线UE，其天线阵列的具体形式考虑附图4(a)所示的多块天线阵列，而这种增大了天线有效孔径的多块阵列形式也可以为LoS通信链路提供一定的近场路径内复用增益。根据前述设计的毫米波XL‑RRS架构示意图，安装在列车外壳上的毫米波XL‑RRS结构如附图4(b)所示。

[0080] 基站端天线阵列和毫米波XL‑RRS的具体配置如下。由于基站端采用了部分子连接的PSN，这里定义 和 分别为多块天线阵列在水平和垂直方向上子阵列(每个子阵列内天线)的数量，且 和 分别是其在整个阵列水平和垂
直方向上的天线数。那么，基站端每个子阵列和整个天线阵列的天线总数分别为和 注意到，基站端的射频链路数就是子阵列数，即 此
外，多块天线阵列中相邻子块和子块内相邻天线之间的间距分别定义为Δ和d。另一方面，毫米波XL‑RRS也被拆分为多个RRS子块，故其维度参数与基站端相应的参数有类似的定义，可分别表示为 以及
和 需要指出的是相邻RRS子块间的间距要远大于基站端定义的
Δ，可在仿真中具体设置。考虑到轨道旁毫米波基站需要与安装在列车外壳上的毫米波XL‑RRS进行波束对准，这里不失一般性地令 且

[0081]

[0082] 1)基站到RRS间信道模型

[0083] 由于毫米波XL‑RRS整个表面有着巨维的阵列孔径，因此，RRS子块间可认为是彼此独立的，那么，毫米波XL‑RRS到轨道旁基站多块天线阵列间的BS‑RRS间在第j个时隙时的信道矩阵可表示为 其中 为XL‑RRS中第i个(1≤i≤IRRS)RRS子块到基站间信道矩阵，其表达式可进一步由下式给出[0084]

[0085] 其中αi～CN(0,1)是信道增益， 和Di分别是第i个RRS子块到基站间的大尺度衰落系数和信号传输距离，λ为波长，exp(2πDi/λ)对应于近场球面波分量，fd＝vd/λ和Ts分别表示多普勒频移和一个时隙的持续时间，且vd是相对径向速度，以及和
分别定义为基站端(第i个RRS子块)的水平
和垂直虚拟角度，且 和 分别是所对应的方位角和俯仰角。在公式
(1)中，

[0086]

[0087] 是基站端的阵列响应向量，其中和 分别是水平和垂直导向矢量，且向量
和 分别可进一步写成

[0088]

[0089] 而向量 和 分别与公式(2)和(3)有着相同形式。此外，公式(1)中的

[0090]

[0091] 是第i个RRS子块的阵列响应向量，其中水平和垂直导向矢量和 可分别表示为

[0092]

[0093] 这里需要着重强调的是公式(1)中第i个(1≤i≤IRRS)RRS子块到基站间的大尺度衰落系数 其具体表达式可根据Friis公式推得

[0094]

[0095] 其中 和 分别是基站端和第i个RRS子块的天线阵列增益，且 可进一步表示为

[0096]

[0097] 其中函数 表示与真实角度 相关的波束方向图，其值与基站端所设计的预编码/合并向量和基站端真实阵列响应向量有直接关系，而 有着与公式(7)类似的表达式。

[0098] 2)RRS到用户间信道模型

[0099] 与BS‑RRS间信道矩阵HUL类似，毫米波XL‑RRS到第k个(1≤k≤K)用户间信道向量可表示为 其中 为XL‑RRS中第i个(1≤i≤IRRS)RRS子块到用户间信道向量(包含Lk,i条路径)，也就是

[0100]

[0101] 其中 γ k,i,l～CN(0,1)是第l(1≤i≤Lk,i)条路径所对应的信道增益，和Dk,i,l分别是第k个用户的第l个路径到第i个RRS子块间的大尺度衰落系数和信号传输距离，这里天线阵列增益 有着与公式(7)类似的表达式，以及和 分别定义为所对应的
水平和垂直虚拟角度(方位角和俯仰角)。在公式(8)中，

[0102]

[0103] 是对应的阵列响应向量，其中水平和垂直导向矢量 和分别与公式(4)和(5)有着相同形式。

[0104] 本实施例还公开了一种毫米波XL‑RRS辅助的T2T数据传输方案：

[0105] 所提的毫米波XL‑RRS辅助的T2T数据传输方案采用毫米波XL‑RRS架构，进一步设计基于分组多用户IDMA(交织多址,Interleave‑Division Multiple Access)的上行数据传输方案以及基于ZF(迫零,Zero‑Forcing)的下行预编码方案。

[0106] 1)基于分组多用户IDMA的上行数据传输方案

[0107] 根据基站到RRS间和RRS到用户间信道模型，基站端在上行数据传输时接收到第j个时隙对应的信号向量 为

[0108]

[0109] 其中 和 是分别是基站端模拟和数字接收合并矩阵且 为第i个(1≤i≤IBS)子阵列对应的模拟接收合并向量，对角矩阵 和 为附图1(b)和附图3中所设计毫米波XL‑RRS中双
面外层所对应的相位值，Ptx和sk[j]分别为用户发射功率和第k个(1≤k≤K)用户发送的上行数据，以及nUL[j]是服从零均值且协方差矩阵为 的复加性高斯白噪声(Additive White Gaussian Noise,AWGN)，即 在公式(9)中，对角矩阵ΦUL和
ΨUL可具体表示为 和 其中
对于第i个(1≤i≤IRRS)对角矩阵 和 可进一步分别表示为 和
这里的向量 和 即为第i个RRS子块所对应的相位
值。此外，这里直接考虑数字接收合并矩阵为单位矩阵，即

[0110] IDMA作为一种非正交多址技术，可利用唯一的、用户特定的伪随机交织器来区分不同用户，故它支持的用户数可超过基站端配备的射频链路数。同时，IDMA中所采用多用户检测器的信号检测复杂度与用户数呈正比，因此，IDMA技术非常适合于支持数量众多的高铁乘客同时接入实时的宽带服务。根据附图3中设计好的毫米波XL‑RRS，这里提出了附图5所示基于分组多用户IDMA的T2T数据传输方案，以实现可靠的上行数据传输。接下来将具体描述该分组多用户IDMA方案。

[0111] 上行数据传输阶段假设了已知的CSI，以设计基站端接收合并矩阵WRF，以及毫米波XL‑RRS中双面外层所对应的相位值ΦUL和ΨUL，同时还考虑对BS‑RRS间信道进行多普勒频移补偿。考虑到BS‑RRS间信道以LoS链路为主，因此可通过波束对准来设计WRF和ΦUL以获得足够的波束赋形增益，而RRS‑UE间信道呈现出富散射特性，则可利用能量聚焦方式来设计ΨUL，以实现用户侧的能量最大化。具体来说，首先对于WRF中第i个(1≤i≤IBS)模拟接收合并向量wRF,i，可先初始化wRF,i为 然后令 其中IBS,i表示基站端第i个子阵列在整个阵列中的天线索引集合且其基数为MBS＝|IBS,i|c。其次，对于ΦUL中的第i个(1≤i≤IRRS)相位向量 可直接令 最后，将车内用
户依据其具体位置而划分为M个用户组，且每组用户数为U＝K/M，那么对于ΨUL中的第i个(1≤i≤IRRS)相位向量 可令 以实现能量聚焦。

[0112] 利用以上设计的WRF、ΦUL以及ΨUL，公式(9)可进一步写成

[0113]

[0114] 其中 为经过多普勒频移补偿后的BS‑RRS间信道，

[0115] 和 分别为考虑K个用户的信道矩阵和发送向量， 表示低维等效信道矩阵，以及
根据公式(10)中用户分组且简化后的信号传输模型，即可完成以下基
于IDMA的数据检测过程。

[0116] 如附图5中所示，对于第k个(1≤k≤K)用户，其发送的数据比特记为dk，在经过Turbo编码器可得到编码后的序列ck，之后再依次经过扩频、交织器πk以及星座调制即可得到 其中J为用户发送数据序列的帧长度。对于不同用户而言，它们的交织器 是独一无二的。这里假设这些交织器是独立且随机生成的。那么，根据公式(10)，基站端的接收信号矩阵 可表示为 其中
为K个用户所发送帧长为J的数据矩阵，以及NUL为相应的噪声矩
阵。基站端接收机的设计可以分为多用户检测器(记为MUD)和解码器(记为DEC)两个过程，且这两部分相互迭代直到收敛，最后输出K个用户的重构比特 其中具体计算流程已有成熟方案，这里不再过多赘述。

[0117] 需要指出的是，由于所提出的数据传输方案采用了低复杂度但高效的多用户检测器，故相比于传统的最大比合并和迫零方案等检测方法，所提出的分组多用户IDMA方案能服务更多的用户。根据IDMA这种多用户检测特性，所提的毫米波XL‑RRS辅助的T2T数据传输方案可进一步缩短车内众多用户的访问延迟。

[0118] 2)基于ZF(迫零,Zero‑Forcing)的下行预编码方案

[0119] 根据时分双工系统的信道互易性，在下行传输过程中，也可以获得与公式(10)中相对应的低维等效信道矩阵 即 其中为集合了车内K个用户下行信道向量的信道矩阵且
为第k个(1≤k≤K)用户的RRS‑UE信道向量，ΦDL和ΨDL为下行时毫米波XL‑RRS上双面外层所对应的相位值，且对角矩阵ΦDL和ΨDL的选取分别与公式(9)中ΦUL和ΨUL类似， 为下行时经过多普勒频移补偿后的BS‑RRS间信道，以及 是基站端模拟预编码矩阵。下行预编码设计时，FRF、ΦDL和ΨDL也采用如前述的波束对准及能量聚焦方式。那么，考虑IBS＝K时，利用迫零预编码则可以设计基站端的数字预编码矩阵即 其中fBB,k是对应第k个用户的数字预编码向
量。于是，系统的和速率(记为R)，可计算为

[0120]

[0121] 其中Pn为噪声功率，可根据背景噪声的功率谱密度来计算。

[0122] 为了说明本发明与传统铁路通信网络中的单跳和MRS通信模式相比在上行数据检测误码率(Bit Error Rate,BER)以及下行数据传输系统吞吐率性能上的优势，这里用附图6～图8来说明本发明的效果。具体地，考虑了如附图6所示的单跳、MRS以及毫米波XL‑RRS三种T2T通信模式下的场景，其中轨道旁基站利用多块天线阵列可服务于车内使用单天线的多用户组，而对于所提XL‑RRS模式，可将所有用户拆分为M个用户组且每个用户组对应一个RRS子块。需要指出的是，MRS模式在BS‑MRS段通信链路采用波束对准及单流传输，而在MRS‑UE通信链路则采用多用户迫零预编码/检测器。

[0123] 附图7比较了三种T2T通信模式下随发射功率Ptx变化时的上行BER性能，以便说明所提出的毫米波XL‑RRS辅助的T2T数据传输解决方案的优势。在上行链路中，单跳和XL‑RRS模式分别采用了传统的IDMA和所提出的分组多用户IDMA方案，以对比两者之间的性能差异。从附图7中可观察到，所提毫米波XL‑RRS辅助解决方案中所设计的分组IDMA方案的BER性能在整个发射功率范围内也都要比其他两种模式好得多，且服务的用户数越少时BER性能会有显著提升。此外，从该图中还可以注意到，在仿真参数设置(考虑QPSK，调制阶数记为Q)下，单跳(K＝8)、MRS(K＝1)以及XL‑RRS(K＝8或者K＝16)三种模式的系统吞吐率分别为Kfslog2(Q)＝3.2千兆比特每秒(Gigabit per second,Gbps)、400兆比特每秒(Megabit per second,Mbps)以及3.2Gbps或者6.4Gbps。当用户数K＝16，所提基于分组多用户IDMA的数据传输方案只需要利用基站端的NRF＝8个射频链路便可同时支持2NRF＝16个用户的数据传输。换句话说，所提解决方案在使用相同数量射频链的情况下可服务的用户数量将是其他两种模式下的两倍。

[0124] 附图8比较了三种T2T通信模式下随发射功率Ptx变化时的可达下行和速率性能。在下行链路中，单跳和XL‑RRS模式下的基站可根据波束对准后的低维等效基带信道进行基于迫零的下行预编码设计。从附图8中可观察到，由于所设计毫米波XL‑RRS具备超大的有效阵列孔径，可引入可观的近场LoS链路路径内复用增益，这使得所提毫米波XL‑RRS辅助解决方案的可达下行和速率在整个发射功率范围内都要远高于其他两种模式。相比之下，由于MRS模式下几乎不能获得额外的LoS链路空间复用增益，故其和速率在发射功率Ptx＞6dBm时最低。此外，单跳模式受严重穿透损耗的影响，会导致很弱接收信号能量，因此，在低发射功率较低(即Ptx＜6dBm)时，其和速率甚至比MRS模式更差。

[0125] 综上所述，以上仅为本发明的较佳实施例而已，并非用于限定本发明的保护范围。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。