[0001] 本发明属于电力电子技术领域，具体涉及一种隔离供电电路。

[0002] 随着电力电子技术的快速发展，以MOSFET和IGBT为主的全控型开关器件被广泛的应用于各种电力场合，其中对于桥式拓扑等应用场合，其不同开关器件之间往往会存在驱动信号不能共地的情况，所以通常需要多路隔离电源对各驱动芯片进行供电。

[0003] 参图1所示为现有技术中多路电源的隔离供电电路，主要拓扑结构为反激变换器。该隔离供电电路包括变压器、供电单元、多个隔离电源单元、原边反馈单元、PWM控制器，变压器包括一原边绕组Np、一辅助绕组Np’及多个副边绕组Ns1～Nsn，供电单元包括主开关管Q1、充放电电容Cin和Cout、整流二极管D0，隔离电源单元包括整流二极管D1～Dn和副边电容C1～Cn，原边反馈单元包括分压电阻R1和R2。该电路通过对辅助绕组的输出进行控制，并通过合理设置变压器副边绕组与辅助绕组之间的匝比实现不同的隔离输出电压。然而对于反激变换器方案而言，其原边电流为不连续电流，在相同的负载条件下，其原边峰值电流较高，且主开关管Q1的耐压与输入电压VIN及输出电压VOUT_P都有关，存在开关管电压、电流应力大的问题，所以开关管需选取耐压高通流强的器件，此外其开关损耗相对也较高。

[0004] 因此，针对上述技术问题，有必要提供一种隔离供电电路。

[0043] 为了使本技术领域的人员更好地理解本发明中的技术方案，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都应当属于本发明保护的范围。

[0044] 在本文的描述中，除非另有规定和限定，术语“相连”、“相连”应做广义理解，例如，可以是直接连接，也可以通过中间媒介间接连接，对于本领域的普通技术人员而言，可以根据具体情况理解上述术语的具体含义。

[0045] 本发明公开了一种隔离供电电路包括变压器、供电单元及若干隔离电源单元，变压器包括一原边绕组及若干副边绕组，原边绕组与副边绕组的匝比为1：Nn，其中，n≥1，供电单元与原边绕组的第一端相连，原边绕组的第二端与基准电位相连，隔离电源单元与副边绕组的第一端和第二端相连。

[0046] 其中，供电单元包括电感、主开关管、第一充放电电容、第二充放电电容、第一整流器件及耦合电容；隔离电源单元包括第二整流器件、第三整流器件、第一副边电容及第二副边电容。

[0047] 以下结合具体实施例对本发明进行详细说明。

[0048] 实施例1：

[0049] 参图2所示，本实施例中的隔离供电电路包括变压器10、供电单元20及若干隔离电源单元30。

[0050] 其中，变压器10包括一原边绕组Np及若干副边绕组Ns1～Nsn。副边绕组的数量n≥1，当n＝1时，原边绕组Np与副边绕组Ns1的匝比为1：N1，当n＞1时，原边绕组Np与各副边绕组Ns1～Nsn匝比为1：N1：N2：…Nn。

[0051] 供电单元20与原边绕组Np的第一端相连，原边绕组Np的第二端与地电位相连，隔离电源单元30与副边绕组Ns1～Nsn的第一端和第二端相连。

[0052] 本实施例中的供电单元20采用一种全新的拓扑结构，包括电感L、主开关管Q1、第一充放电电容Cin、第二充放电电容Cout、第一整流二极管D1及耦合电容Cc。优选地，本实施例中的主开关管Q1选用耐压较高的NMOS管，在其他实施例中也可以选用PMOS管。

[0053] 具体地，电感L连接于原边输入端与SW节点之间，主开关管Q1的第一端(漏极)和第二端(源极)分别与地电位和SW节点相连，第一充放电电容Cin的正极与原边输入端相连，负极与地电位相连，第二充放电电容Cout的正极与原边输出端相连，负极与地电位相连，第一整流二极管D1的正极和负极分别与SW节点和原边输出端相连，耦合电容Cc的正极与SW节点相连，负极与原边绕组Np的第一端相连。其中，原边输入端的输入电压为VIN，原边输出端的输出电压为VOUT_P。

[0054] 隔离电源单元30采用半桥不对称结构，包括第二整流二极管D11～Dn1、第三整流二极管D12～Dn2、第一副边电容C11～Cn1及第二副边电容C12～Cn2。

[0055] 具体地，以第一个隔离电源单元为例，第一副边电容C11的正极连接于第一副边输出端(+端)，第二副边电容C12的正极连接于第一副边电容C11的负极，且第二副边电容C12的负极连接于第二副边输出端(‑端)，第三整流二极管D12的正极与第二副边输出端相连，第三整流二极管D12的负极与第二整流二极管D11的正极相连，第二整流二极管D11的负极与第一副边输出端相连，副边绕组Ns1的第一端与第二整流二极管D11和第三整流二极管D12的中间节点相连，副边绕组Ns1的第二端与第一副边电容C11和第二副边电容C12的中间节点相连。其他隔离电源单元的电路结构与第一个隔离电源单元相同，此处不再一一赘述。

[0056] 进一步地，本实施例中还包括原边反馈单元及PWM控制器(PWM Controller)，其中：

[0057] 原边反馈单元包括串联于原边输出端与地电位之间的第一分压电阻R1和第二分压电阻R2，用于在第一分压电阻R1和第二分压电阻R2之间的节点产生反馈电压VFB；

[0058] PWM控制器与反馈电压VFB及主开关管Q1的控制端(栅极)相连，用于将反馈电压VFB与基准电压VREF相比较，产生主开关管的驱动信号Q1_Gate。

[0059] 结合图3所示，对本实施例中隔离供电电路的原理及工作过程进行详细说明。其中，本实施例中不考虑第一整流二极管D1的导通压降。

[0060] 原边反馈单元及PWM控制器对原边输出端的输出电压为VOUT_P进行反馈处理后得到驱动信号Q1_Gate，该驱动信号的周期为T，占空比为D。在第一工作时序(t1～t2时刻)下，驱动信号Q1_Gate为第一电平(高电平)，可驱动主开关管Q1导通，在第一工作时序(t2～t3时刻)下，驱动信号Q1_Gate为第二电平(低电平)，主开关管Q1截止。

[0061] 在第一工作时序(t1～t2时刻)下，电感L、主开关管Q1、第一充放电电容Cin、耦合电容Cc、第三整流二极管D12～Dn2、第二副边电容C12～Cn2进行工作，主开关管Q1导通，SW节点电压为0，电感中的电流IL逐渐增大，耦合电容Cc第一端和第二端之间的电压Vc加在变压器原边绕组Np上，原边绕组Np的第一端和第二端之间的电压差(即Vm节点电压)为‑Vc，第二副边电容C12～Cn2、第三整流二极管D12～Dn2及副边绕组Nsn形成回路，第二副边电容C12～Cn2第一端和第二端之间的电压为Nn*Vc。

[0062] 在第二工作时序(t2～t3时刻)下，电感L、第一充放电电容Cin、第二充放电电容Cout、第一整流二极管D1、耦合电容Cc、第二整流二极管D11～Dn1、第一副边电容C11～Cn1进行工作，主开关管Q1截止，电感中的电流IL逐渐减小，原边绕组Np的第一端和第二端之间的电压差(即Vm节点电压)为VOUT_P‑Vc，VOUT_P为原边输出端的输出电压，Vc为耦合电容两端的电压，第一副边电容C11～Cn1、第二整流二极管D11～Dn1及副边绕组Nsn形成回路，第一副边电容第一端和第二端之间的电压为Nn*(VOUT_P‑Vc)。

[0063] 因此，隔离电源单元中第一副边输出端和第二副边输出端之间的副边输出电压VOUT_Sn为第一副边电容两端电压与第二副边电容两端电压之和，即VOUT_Sn＝Nn*Vc+Nn*(VOUT_P‑Vc)＝Nn*VOUT_P。可见，只需要控制原边输出端的输出电压VOUT_P，根据不同的原副边匝比就可以得到不同的隔离输出电压。

[0064] 本实施例中的供电单元20与Boost升压电路一致，输出电压在连续模式下满足VOUT_P＝VIN/(1‑D)，其中D为驱动信号Q1_Gate的占空比。最终可知，主开关管Q1两端的耐压为VOUT_P，只与输出电压有关，与输入电压无关，降低了主开关管Q1的电压应力。

[0065] 以副边绕组Ns1对应的隔离电源单元为例，第一工作时序下，第二副边电容C12和第三整流二极管D12中流经的电流为Is12，第二工作时序下，第一副边电容C11和第二整流二极管D11中流经的电流为Is11，因此一个周期T中副边绕组Ns1的电流Is1＝Is11+Is12。

[0066] 另外，流经原边绕组Np的电流为Ip＝Is1/N1+Is2/N2+…+IsN/Nn，耦合电容Cc中流经的电流为Ic＝ILm+Ip，Ip为负载电流，ILm为励磁电流，其为连续电流。故流经主开关管Q1的电流为：

[0067] Iq＝IL‑Ic＝IL‑ILm‑(Is1/N1+Is2/N2+…+IsN/Nn)。

[0068] 可见，本实施例中的原边电流为连续电流，峰值电流相对较小，因而开关管的电压及电流应力相比于现有技术均比较小，同时其开关损耗也会变小，从而可以进一步提高电路效率。

[0069] 进一步地，本实施例中的原边输出电压支路的功率不经过变压器，因而本实施例中的变压器所需承受的功率较小，可以设计成体积相对较小的变压器。

[0070] 应当理解的是，本实施例中的主开关管Q1以NMOS管为例进行说明，在其他实施例中主开关管Q1也可以为PMOS管。当主开关管Q1为PMOS管时，主开关管Q1的第一端为源极，第二端为漏极，于第一工作时序下，驱动信号Q1_Gate为低电平，于第二工作时序下，驱动信号Q1_Gate为高电平。

[0071] 实施例2：

[0072] 参图4所示，本实施例中的隔离供电电路与实施例1中的隔离供电电路基本相同，不同之处在于，本实施例中隔离电源单元中的第二整流器件及第三整流器件分别为开关管Q11～Qn1及开关管Q12～Qn2，优选为耐压较高的NMOS管。

[0073] 具体地，本实施例中开关管Q12～Qn2的源极与第二副边输出端相连，开关管Q12～Qn2的漏极与开关管Q11～Qn1的源极相连，开关管Q11～Qn1的漏极与第一副边输出端相连，开关管Q12～Qn2栅极的驱动信号与开关管Q1栅极驱的动信号相同，开关管Q11～Qn1栅极的驱动信号与开关管Q1栅极的驱动信号相反。因此，在第一工作时序下，开关管Q1导通，开关管Q12～Qn2及第二副边电容C12～Cn2工作，在第二工作时序下，开关管Q1截止，开关管Q11～Qn1及第一副边电容C11～Cn1工作。

[0074] 在其他实施例中，第二整流器件及第三整流器件也可以选用PMOS管，或其他类型的晶体管，如BJT(双极性晶体管)、IGBT(绝缘栅双极型晶体管)等。只需通过控制端的驱动信号实现晶体管的不同状态即可，使得第三整流器件与主开关管同为导通状态或截止状态，第二整流器件与主开关管其中一个为导通状态，另一个为截止状态。

[0075] 实施例3：

[0076] 参图5所示，本实施例中的隔离供电电路与实施例1中的隔离供电电路基本相同，不同之处在于，本实施例中供电单元中的第一整流器件为开关管Q2，优选为耐压较高的PMOS管。

[0077] 具体地，本实施例中开关管Q2的漏极与SW节点相连，源极与原边输出端相连，开关管Q2栅极的驱动信号与主开关管Q1栅极的驱动信号相反。因此，当主开关管Q1导通时，开关管Q2截止，当主开关管Q1截止时，开关管Q2导通。

[0078] 在其他实施例中，第一整流器件也可以选用NMOS管，或其他类型的晶体管，如BJT(双极性晶体管)、IGBT(绝缘栅双极型晶体管)等。只需通过控制端的驱动信号实现晶体管的不同状态即可，使得第一整流器件与主开关管其中一个为导通状态，另一个为截止状态。

[0079] 实施例4：

[0080] 参图6所示，本实施例中的隔离供电电路与实施例1中的隔离供电电路基本相同，不同之处在于，本实施例中采用光耦等隔离控制的副边反馈单元替代实施例1中的原边反馈单元。

[0081] 具体地，副边反馈单元包括与任一隔离电源单元的第一副边输出端相连的光耦(如TL431 PPTO)，用于对第一副边输出端的电压信号进行转换；PWM控制器的输入端和输出端分别与光耦及主开关管Q1的栅极相连，其根据光耦转换后的信号产生主开关管Q1的驱动信号Q1_Gate。

[0082] 本发明实施例1和实施例4中示例性地列举了原边反馈单元和副边反馈单元的两种反馈电路，在其他实施例中也可以采用其他类型的原边反馈或副边反馈方案，例如，在原边增加辅助绕组，通过辅助绕组实现原边反馈。针对原边反馈或副边反馈的其他方案，此处不再一一赘述。

[0083] 由以上技术方案可以看出，本发明具有以下有益效果：

[0084] 供电单元采用全新的拓扑结构，其输入电流为连续电流，同样负载条件下的峰值电流较小，主开关管的电流应力较小；

[0085] 隔离电源单元采用半桥不对称结构，从而可以使主开关管两端的耐压只与输出电压相关，与输入电压无关，从而降低了主开关管的电压应力；

[0086] 主开关管电压及电流应力较小，降低了开关损耗，有利于提高电路效率；

[0087] 原边反馈单元可以通过原边电路直接输出一路功率，从而可以提高变压器的传输效率，减小变压器的尺寸，提高系统效率。

[0088] 对于本领域技术人员而言，显然本发明不限于上述示范性实施例的细节，而且在不背离本发明的精神或基本特征的情况下，能够以其他的具体形式实现本发明。因此，无论从哪一点来看，均应将实施例看作是示范性的，而且是非限制性的，本发明的范围由所附权利要求而不是上述说明限定，因此旨在将落在权利要求的等同要件的含义和范围内的所有变化囊括在本发明内。不应将权利要求中的任何附图标记视为限制所涉及的权利要求。

[0089] 此外，应当理解，虽然本说明书按照实施方式加以描述，但并非每个实施方式仅包含一个独立的技术方案，说明书的这种叙述方式仅仅是为清楚起见，本领域技术人员应当将说明书作为一个整体，各实施例中的技术方案也可以经适当组合，形成本领域技术人员可以理解的其他实施方式。