[0001] 本发明属于射频微波技术领域，具体涉及宽波束圆极化可重构交叉偶极子天线。

[0002] 宽波束圆极化天线因为其具有较宽的辐射波束、较高的低仰角增益以及较强的抗干扰能力，因此被广泛地应用于卫星导航系统、雷达系统以及基站天线中。

[0003] 目前实现宽波束圆极化天线的方式主要有三种。最简单的宽波束圆极化天线是通过对传统的螺旋天线进行改进而实现的。通过将传统的单臂螺旋天线改进为多臂螺旋天线，能够提升天线的低仰角增益，从而实现宽波束圆极化，但螺旋天线往往存在结构复杂的问题。第二种方式则是通过改进普通的圆极化微带天线，实现宽波束。普通的圆极化微带天线可根据辐射贴片形状的不同进行分类，常见的辐射贴片形状有矩形、圆形、环形以及三角形等。在普通圆极化微带天线的基础上，主要通过对辐射贴片开槽或加载金属柱的方式实现宽波束。贴片开槽通常是通过在天线辐射贴片中心区域开槽，将原来的辐射区域进行分割，将各个区域的辐射波束进行叠加来扩展波束宽度。而加载金属柱则是在通过在天线贴片四周引入垂直电流分量，提升其低仰角增益，实现宽波束。由于微带贴片天线是一种谐振式天线，谐振特性决定了其输入阻抗对频率变化的高度敏感性，因此宽波束圆极化微带天线存在工作带宽较窄且工作频段单一的问题。除此之外，也可以采用十字形交叉偶极子天线实现圆极化和宽波束。十字形交叉偶极子天线通过有四分之一开口的相位延迟环连接两个正交的偶极子贴片。当相位延迟环的长度为工作频率对应工作波长的四分之一时，就能够使所连接的两个偶极子贴片馈电信号之间具有90°的相位差，以实现圆极化性能。交叉偶极子天线在使用四分之一开口的相位延迟环实现圆极化辐射时，固定90°的相位差顺序使得天线只能实现单一极化方式的圆极化辐射，而在实际的工程应用中，单一极化方式的天线通常很难实现极化分集，因此需要使用多种天线才能达到特定实际工作环境或通信系统的要求。

[0004] 为了实现双圆极化工作，可以利用圆极化可重构的方式。在圆极化交叉偶极子天线基础上加载PIN二极管，通过改变PIN二极管的通断状态，实现不同的相位差，从而实现圆极化的可重构，实现天线的双圆极化。为了实现宽波束，在圆极化交叉偶极子天线基础上加载竖直金属柱，通过引入竖直电流分量，可以实现圆极化交叉偶极子天线的宽波束。但加载竖直金属柱会改变原有交叉偶极子天线的阻抗匹配状态，导致原有交叉偶极子天线的阻抗匹配变差，因此很难在实现宽波束的同时实现天线的双圆极化。

[0005] 鉴于当前技术挑战，本发明旨在设计一种具备宽波束与圆极化可重构特性的交叉偶极子天线，以克服传统设计中难以同时达成宽波束覆盖与双圆极化性能的难题。具体而言，在基础交叉偶极子结构上，加载箭头形贴片与竖直金属柱作为寄生元件，这些元件不仅拓宽了天线的工作频率范围，还可以等效为磁偶极子。磁偶极子与原有的交叉偶极子等效为电偶极子的辐射模式相互叠加，有效增强了天线的波束宽度，实现宽波束特性。

[0006] 进一步地，为了实现圆极化及宽波束的可重构性，通过在馈电同轴线的内外导体与作为移相装置的金属圆环之间加载PIN二极管，并通过外部控制信号调节PIN二极管的导通与截止状态，能够灵活调整相邻偶极子臂的馈电相位差。这一机制使得天线能够在不同极化状态下切换，从而实现了宽波束与圆极化特性的动态可重构，极大地提升了天线的适应性和灵活性。

[0046] 所描述的实施例是本发明一个实施例,而不是全部的实施例。下面通过参考附图描述的实施例是示例性的,旨在用于解释本发明,而不能理解为对本发明的限制。通过该实施例，本领域技术人员可由本说明书所揭露的内容轻易地了解本发明的优点与功效。

[0047] 基于上述说明，提出本发明的一个具体实施例，该实施例中，本发明天线实施例样品工作在右旋圆极化和左旋圆极化的中心频率分别为4.47GHz和4.58GHz，介质基板均采用F4B介质基板，相对介电常数为2.55，介质基板的厚度为1.5mm。天线的整体尺寸为36mm×36mm×10.5mm，即0.53λ0×0.53λ0×0.16λ0，其中λ0表示工作频率4.47GHz时自由空间中的工作波长。

[0048] 本发明宽波束圆极化可重构交叉偶极子天线所使用的仿真软件为全波电磁仿真软件HFSS，S参数曲线图和轴比曲线图如附图11‑12所示，增益曲线如附图13所示，半功率波束宽度和轴比波束宽度曲线图如附图14所示。从附图11中可以看到，两种圆极化的反射系数变化情况基本一致，右旋圆极化模式的阻抗带宽为47％(3.41GHz‑5.53GHz)，左旋圆极化模式的阻抗带宽为49％(3.46GHz‑5.70GHz)。这是因为PIN二极管的通断状态切换只改变天线的电流路径，从而切换天线的极化模式，天线的辐射体并没有变化，因此两种圆极化方式下的反射系数保持基本一致。附图12为天线在两种圆极化方式下的轴比仿真曲线，通过观察可以看到，两种圆极化方式下的轴比也基本保持一致，右旋圆极化模式的轴比带宽为33％(3.86GHz‑5.41GHz)，左旋圆极化模式的轴比带宽为35％(3.85GHz‑5.48GHz)，轴比带宽保持基本一致的原因同样是因为PIN二极管的通断状态切换只改变了天线的电流路径从而实现极化切换，而不改变天线的辐射体。这说明了实施例样品天线圆极化可重构的特性。

[0049] 本发明宽波束圆极化可重构交叉偶极子天线在两种模式下的增益随频率变化曲线如附图13所示。从图中可以看到，两种圆极化的增益曲线保持基本一致。右旋圆极化时，天线在3.6GHz附近具有5.37dBic的最大增益，然后增益随频率增大而减小，在5.05GHz附近具有最小增益为1.08dBic，工作带宽内的平均增益为3.32dBic。左旋圆极化时，天线在3.55GHz附近具有5.27dBic的最大增益，然后增益随频率增大而减小，在5.1GHz附近具有最小增益为1.41dBic，工作带宽内的平均增益为3.42dBic。

[0050] 两种圆极化对应的半功率波束宽度和轴比波束宽度随频率变化的趋势如附图14所示。可以看到，两种极化模式下的半功率波束宽度变化趋势保持一致。在工作带宽内，半功率波束宽度随着频率的增大而增加，右旋圆极化工作带宽内的最小半功率波束宽度为104°，最大半功率波束宽度为241°，平均半功率波束宽度为163°。左旋圆极化工作带宽内的最小半功率波束宽度为104°，最大半功率波束宽度为252°，平均半功率波束宽度为171°。天线的增益变化曲线来看，当工作带宽内天线的半功率波束宽度最小时，天线的增益最大，反之亦然。这是因为当天线半功率波束宽度增大是因为天线的低仰角增益增加，而低仰角增益的增加，意味着天线沿z轴方向的增益减小，从而导致天线的增益减小。

[0051] 观察天线的轴比波束宽度变化曲线可以发现，两种圆极化方式下的轴比波束宽度变化并不一致。右旋圆极化天线的轴比波束宽度随频率增加先增加后减小，在4GHz附近具有171°的最大波束宽度，而左旋圆极化模式的轴比波束宽度随频率增加先增加再减小，然后再增加，在5.5GHz附近具有160°的最大波束宽带。右旋圆极化模式在工作带宽内的平均轴比波束宽度为86°，而左旋圆极化模式在工作带宽内的平均轴比波束宽度为90°。说明了实施例样品天线具有良好的宽波束性能。

[0052] 本发明宽波束圆极化可重构交叉偶极子天线实施例样品在4.0GHz、4.5GHz和5.0GHz下xoz面和yoz面的辐射方向图如附图15所示。其中状态1时，右PIN二极管12和左PIN二极管13导通、下PIN二极管14和下PIN二极管15断开，此时天线为右旋圆极化；在状态2时，模式2时右PIN二极管12和左PIN二极管13断开、下PIN二极管14和下PIN二极管15导通，此时天线为左旋圆极化。所设计的圆极化可重构天线在xoz面与yoz面都具有稳定的宽波束辐射图，这与附图14中的半功率波束宽度相吻合。同时从附图15中可以看到，沿z轴方向，当天线处于状态1时，无论是在xoz面还是yoz面，天线的右旋圆极化增益均比左旋圆极化增益高
18dB以上，说明此时天线为右旋圆极化方式。而当天线处于状态2时，天线的左旋圆极化增益均比右旋圆极化增益高18dB以上，说明此时天线为左旋圆极化方式。因此，说明本发明所提出的圆极化可重构天线在沿z轴方向上，能够分别在两个圆极化模式下保持良好地主极化辐射，并可以很好地抑制交叉极化辐射。因此本发明所设计的圆极化可重构天线，不仅具有稳定的宽波束辐射图案，还实现了良好的主极化辐射。

[0053] 本发明宽波束圆极化可重构交叉偶极子天线的实施例样品的具体尺寸标注如附图16与附图17所示，具体结构各部分尺寸如下表2所示：

[0054] 表2本发明天线样品各部分尺寸(单位：mm)

[0055] 符号 数值 符号 数值 符号 数值l1 15.0 w1 8.0 r1 1.8
l2 13.0 w2 2.6 r2 2.8
l3 16.5 w3 3.0 r3 3.1
l4 5.0 w4 3.5 h1 1.0
l5 6.0 s1 2.0 h2 8.0

[0056] 结合附图和以上分析表明，本发明宽波束圆极化可重构交叉偶极子天线的实施例样品在具有宽波束化的同时，实现了圆极化可重构。

[0057] 在此强调，以上实施例仅仅是本发明的一种较好的应用方式，不对本发明的保护范围构成限制，任何对本发明所进行的修改，替换和改进等，都包含在本发明的保护范围之内。最后说明的是，以上实施例仅用以说明本发明的技术方案而非限制，尽管参照较佳实施例对本发明进行了详细说明，本领域的普通技术人员应当理解，可以对本发明的技术方案进行修改或者等同替换，而不脱离本技术方案的宗旨和范围，其均应涵盖在本发明的权利要求范围当中。