技术领域
[0001] 本发明涉及雷达发射信号抗干扰技术领域，尤其涉及一种新型正交复合调制的雷达信号设计方法。
相关背景技术
[0002] 随着电子对抗技术的不断进步，战场环境变得越来越复杂，这对雷达系统的性能就提出了更高的要求。因此，各国正在研发新型雷达系统，积极应对雷达系统在电磁干扰与抗干扰方面面临的挑战。这些新型雷达系统需要具备小型化、低功耗、高精度和强抗干扰能力等特点。为了满足这些需求，雷达系统已经从简单的单一体制向复杂的复合体制发展，包括伪码及其复合体制、跳频体制、捷变频体制等。这些新的体制使得雷达系统具有更好的抗干扰能力和更高的精度。
[0003] 毫米波伪随机码近感探测雷达雷达采用伪随机码进行基带信号调制，生成扩频信号作为发射信号。此信号具有良好的随机特性和高时宽带宽积，使得敌方很难侦测和干扰。此外，该雷达采用相关处理来抑制干扰信号的影响并提高信噪比。基于伪随机码的信号具有“图钉”型模糊函数，使雷达能够同时测量距离和速度，具有很高的二维分辨力和很强的距离截止能力。
[0004] 伪码调频系统中用m(t)表示伪码且m(t)为单极伪码，只有“0”和“1”两个值。设发射的两个射频信号中，频率较低的信号频率是f0，角频率ω0，频率较高的信号频率是f1，角频率ω1，两个射频信号的频率差为Δf，即角频率差为Δ ω。设初始相位为0。发射信号则为：
[0005] Us＝Acos(ω0+m(t)Δω)t (1)
[0006] 其中A为发射信号的幅度。
[0007] 在数字信号的调制方式中，QPSK(Quadrature Phase Shift Keying)调制是目前常用的一种信号调制方式，它具有较高的频谱利用率、较强的抗干扰性、在电路上实现也较为简单。QPSK调制通过使用两个正交载波信号，能够传输更多的信息，并具有更好的抗噪性能和高传输速率。正交调制技术可以增加调制信号的非周期性和正交性，雷达能够提高对抗干扰的能力，增强雷达发射信号的隐蔽性，使敌方有源干扰的侦测和干扰实施更加困难。
[0008] 以DRFM技术为显著特征的雷达干扰机的干扰会影响雷达的目标探测，因此雷达需要具有很强的抗干扰性。伪随机编码体制雷达采用相关处理来抑制干扰信号的影响并提高信噪比。尽管伪随机编码体制雷达具有一定的抗干扰能力，但在对抗有源干扰时，该体制雷达仍然无法准确地获得目标信息。
具体实施方式
[0034] 下面结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明的一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
[0035] 在下面的描述中阐述了很多具体细节以便于充分理解本发明，但是本发明还可以采用其他不同于在此描述的其它方式来实施，本领域技术人员可以在不违背本发明内涵的情况下做类似推广，因此本发明不受下面公开的具体实施例的限制。
[0036] 本发明实施例公开了一种新的雷达信号设计方法，采用正交复合调制技术，从雷达发射波形设计的角度出发，针对新一代有源电磁干扰，本方法更注重引入正交调制信号。该方法首先利用混沌系统生成随机序列，随机选取混沌序列元素作为跳频频率间隔的倍数。对混沌序列波形进行整形，将所有元素整形为“0”、“1”码元。然后，I路信号采用m序列作为基带信号，Q路信号采用整形后的混沌序列作为基带信号，分别与载波相乘进行调制，最后将所得信号通过发射天线发射出去。该设计信号具有较强的保密性和抗干扰性。为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚明白，以下结合具体实施例，并参照附图，对本发明进一步详细说明。
[0037] 结合图1、图2，本发明实施例公开了一种新型正交复合调制的雷达信号设计方法，包括如下步骤：
[0038] 步骤一：设计新的混沌序列表达式；
[0039] 步骤二：按约定从混沌序列中抽取元素，为选择跳频频率做准备，如图5所示；
[0040] 步骤三：对混沌序列波形进行整形，将所有元素整形为“0”、“1”码元；
[0041] 步骤四：选择合适的m序列作为I路基带信号，如图6所示；
[0042] 步骤五：抽取整形后的混沌序列作为Q路基带信号，如图7所示；
[0043] 步骤六：利用载波分别对I路和Q路基带信号进行调制，如图8、图9所示；
[0044] 步骤七：将所得到的两路信号合成得到发射信号，如图10所示。
[0045] 下面结合具体方法对上述步骤进行说明：
[0046] 所述步骤1)设计新的混沌序列表达式如下：
[0047] 受到典型的映射函数启发，设计了一种一维非线性混沌映射，混沌映射主体是三角函数cos函数，cos函数内部包含 和 两部分。引入cos函数的目的是为了将混沌映射的输出值控制在[‑1,1]之间，第一部分 是产生混沌序列的主体。第二部分 主要是通过指数项和高次项进一步增强第一部分所产生混沌序列的随机性和不可预测性，如下式所示：
[0048]
[0049] 此混沌序列的产生更加灵活，且系统是否进入混沌状态不再受控制系数值的限制，能够更快的进入混沌状态，如图3、4所示。
[0050] 所述步骤2)按约定从混沌序列中抽取元素，为选择跳频频率做准备，具体如下：
[0051] 频率捷变序列生成表达式如式(2)所示：
[0052] fn+1＝f0+xn+1·Δf (2)
[0053] 式(2)中，f0为频率捷变中心频率，Δf为频率捷变间隔，xn+1是由本发明提出的混沌映射产生。生成的频率捷变序列仍具有混沌序列的随机性，但是有可能生成的频点序列中存在连续多个频率相差小于600MHz的情况，使得侦察接收机测出信号载频的机率变大。因此，要在序列迭代过程中加入宽间隔处理方法，宽间隔处理方法主要有三种，去中间频带法、对偶频带法和平移替代法，本发明采用的是平移替代法，其基本思想是在遇到不满足宽间隔要求的“窄点”时，则在上一频率的基础上加Δf。如图5所示。
[0054] 所述步骤3)对混沌序列波形进行整形，将所有元素整形为“0”、“1”码元的方法如下：
[0055] 由于混沌序列中的所有元素均在[0,1]之间，需要将所有元素整形为“0”、“1”码元，通过设置合适的门限a，使得“0”、“1”码元个数近乎相等，当元素值大于a取值为“1”，当元素值小于a取值为“0”。
[0056] 所述步骤4)选择合适的m序列作为I路基带信号如下：
[0057] 为较好的体现出载波信息，一个码元的宽度应大于载波周期的100倍以上，所以[0058] Tc＞100T (3)
[0059] 考虑定距性能的要求，伪码定距的距离分辨力公式为
[0060] R＝Tcc (4)
[0061] 其中R为距离分辨力，c＝3×108m/s。
[0062] 根据式(4)，伪码码元宽度Tc越窄，距离的分辨力和定距的精度就会更高。然而，如果码元宽度过窄，m序列的频谱会变得更宽，峰值功率会减少，信号的信噪比也会降低，从而导致更大的误差。所以码元宽度的选择必须从各方面考量，最后选取码元宽度Tc＝100ns。
[0063] 首先已知伪码周期越大信号的处理增益也越大，探测器模糊距离计算公式为[0064]
[0065] 按照无线电动目标探测器的特点，系统的最大无模糊距离要比系统的截止距离大[0066]
[0067] 即
[0068]
[0069] 通常伪码频率是Doppler值的4倍即伪码周期N满足
[0070]
[0071] 即
[0072]
[0073] 考虑到
[0074]
[0075] 上式可以变为
[0076]
[0077] 即
[0078]
[0079] 其中m(t‑τ0)为延迟伪码，c为光速，v为目标速度，Tc为伪码周期，Δf为差频信号。综合考虑，最后将伪码周期N确定为15。仿真如图6所示。
[0080] 所述步骤5)抽取整形后的混沌序列作为Q路基带信号如下：
[0081] 对整形之后的混沌序列进行抽取，所抽取的码元数量与m序列长度应一致，抽取的具体方法为：采用表达式
[0082] bn+1＝b0+xn+1·Δb (13)
[0083] b0为初始值，Δb为抽取间隔，xn+1是由本发明提出的混沌映射产生，对bn+1取整，取整后bn+1的值为b'n+1整形之后的混沌序列数组的第b'n+1位。仿真如图7所示。
[0084] 所述步骤6)利用载波分别对I路和Q路基带信号进行调制如下：
[0085] 将输入的m序列和抽取整形后的混沌序列作为两路信号，分别用来调制正交的I路和Q路信号。将两路信号分别加载到两个正交的载波上(正弦和余弦)，其中载频频率是跳变的。仿真如图8、图9所示。
[0086] 所述步骤7)将所得到的两路信号合成得到发射信号如下：
[0087] 通过I路和Q路基带信号控制相位角，调制的载波相位角可以取四个值：45°、135°、255°和315°，另外，由于频率是跳变的，最终得到相位和频率都调制过的信号。最终调制后的信号包含了相位和频率的变换。
[0088] 它的信号数学式：
[0089]
[0090] 其中fi是跳频频率，fi和 就是不停在变化的频率和相位。仿真如图10所示。
