[0001] 本发明涉及电源系统技术领域，尤其涉及一种非隔离型双向DC/DC变换器及其控制方法。

[0002] 非隔离型双向DCDC变换器是将单向变换器中的二极管用MOSFET等开关管代替，可以实现能量双向流通的功能，具有低成本、高效等优势，其基础模型如图1所示。其中，和 接电池的正负输出端， 和 与高压直流母线电容的两端相连，MOS1管为下管，MOS2管为上管。

[0003] 基本电路的升压比与下管的占空比D有关。从理论上分析， 当占空比逐渐增大时，输出电压也会逐渐升高。当占空比无限接近于1时，输出电压U o理论上可以无限大。但是，当开关管的工作频率不断增加时，受实际电路的电感、电路寄生参数以及器件耐压能力限制，将会出现严重的电磁干扰和损耗增加的现象，电压的增益会有所衰减。因此，传统的非隔离型双向DC/DC变换器的升压比一般不会超过10。为了提高变换器的适用性，需要改变原始的电路结构，在不达到极限占空比的情况下，能够实现高升压比的目的。

[0004] 在其充放电的控制策略中，传统的控制方法是供电时进行恒压控制，通过控制下管的占空比来达到控制高压直流母线电压的目标；充电时进行恒流控制，通过控制上管的占空比来达到控制电池侧电流，即充电电流的目标。然而，该控制策略在供电时不控制上管，上管一直处于关断状态，导致能量会从续流二极管流过，损耗较大。但如果上管和下管的占空比一直处于互补状态，充电时就会有较大的冲击电流。因为，需要合理的控制策略来达到减小损耗并抑制充电冲击电流的目的。

[0056] 下面结合附图来具体描述本发明的优选实施例，其中，附图构成本申请一部分，并与本发明的实施例一起用于阐释本发明的原理，并非用于限定本发明的范围。

[0057] 本发明的一个具体实施例，公开了一种非隔离型双向DC/DC变换器，电路图如图2所示，包括耦合电感、低压直流母线电容C1、高压直流母线电容C2、开关管MOS1和MOS2；其中，

[0058] 耦合电感的公共端连接低压直流母线电容C1的一端，耦合电感的低压端连接开关管MOS1的漏极，耦合电感的高压端连接开关管MOS2的源极，开关管MOS2的漏极连接高压直流母线电容C2的一端；

[0059] 耦合电感的公共端还连接电池的正极，低压直流母线电容C1的另一端、开关管MOS1的源极、高压直流母线电容C2的另一端均连接电池的负极。

[0060] 在本实施例提供的变换器中，当下管导通时，输入电压 其中，n1为耦合电感的原边线圈匝数，Δφ为磁通变化量，ton为开关管MOS1的开通时间。当下管关断时，其中，Uo为输出电压，n2为耦合电感的副边线圈匝数，toff为开关管MOS1的关断时间。

[0061] 由此可得，变换器的升压比 其中，n表示耦合电感的副边线圈与原边线圈的匝数比，D表示开关管MOS1的占空比。由此可见，相较于传统的基础双向DC/DC变换器，带耦合电感的高电压增益电路可以在原来的基础上提高 倍，能够达到高升压比的效果。

[0062] 在本实施例中，将高压直流母线电容C2的两端作为所述变换器的输出端。可以根据变换器的额定输出电压、实时输出电压的跌落变化率、跌落持续时间及额定输出功率，确定高压直流母线电容C2的取值。优选地：根据公式 确定高压直流母线电容C2的参考值；其中，Ue表示所述变换器的额定输出电压，k表示所述变换器的实时输出电压的跌落变化率，t0表示跌落持续时间，P表示所述变换器的额定输出功率；然后，根据高压直流母线电容C2的参考值，确定高压直流母线电容C2的取值。

[0063] 示例性地，假设该变换器实现将电池输出的36V‑57V之间的宽范围电压(额定输入电压为48V)升压到360V电压。此时，按照电压跌落变化率的要求，变换器的实际输出电压从360V掉电到310V，需要保持10ms时间(即，跌落持续时间)，额定输出功率为500W，按照上述公式，可以计算出高压直流母线电容C2的参考值 因此，可以将
高压直流母线电容C2设计为2个150μF的电容并联而成。

[0064] 此外，根据经验，将低压直流母线电容C1的纹波电流的有效值设置为6A，此时，在考虑一定裕度的情况下，低压直流母线电容C1设计为4个56μF的电容并联而成，每个电容的耐纹波电流的能力为2.3A。此外，根据电池输入电压和变化器输出电压的变换关系，参考变换器的升压比，耦合电感的匝数比可选用1：3。

[0065] 本发明实施例还提供了一种非隔离型双向DC/DC变换器的控制方法，以实现对上述非隔离型双向DC/DC变换器的运行控制，控制流程图如图3所示，对应的控制结构示意图如图4所示，包括以下步骤：

[0066] 步骤S1：对变换器的实时输入电流、实时输出电压及实时输出电流进行采样及标幺化处理；其中，实时输入电流指流经耦合电感的公共端的电流，实时输出电压指高压直流母线电容C2两端的电压，实时输出电流指经由开关管MOS2的漏极与高压直流母线电容C2的连接位置流出的电流；

[0067] 步骤S2：根据实时输出电压及实时输出电流的标幺值、变换器的参考输出电压进行电压外环控制，得到电流内环的参考电流；

[0068] 步骤S3：基于实时输入电流及实时输出电压的标幺值、电流内环的参考电流进行电流内环控制，得到开关管MOS1的占空比；开关管MOS1的占空比与开关管MOS1的控制信号相匹配；

[0069] 步骤S4：根据变换器的实时输入电流与预设阈值之间的大小关系、以及开关管MOS1的控制信号，控制开关管MOS1和开关管MOS2的同步整流。

[0070] 在上述步骤S1对变换器的实时输入电流、实时输出电压及实时输出电流进行标幺化处理过程中，具体包括：

[0071] 对实时输入电流的标幺化处理，执行：将实时输入电流与额定输入电流的比值，作为实时输入电流的标幺值。其中，额定输入电流为变换器的额定输出功率与额定输入电压的比值。

[0072] 对实时输出电压的标幺化处理，执行：将实时输出电压与额定输出电压的比值，作为实时输出电压的标幺值。

[0073] 对实时输出电流的标幺化处理，执行：将实时输出电流与额定输出电流的比值，作为实时输出电流的标幺值。其中，额定输出电流为变换器的额定输出功率与额定输出电压的比值。

[0074] 在上述步骤S2中，通过执行以下操作得到电流内环的参考电流：

[0075] 步骤S21：将变换器的参考输出电压Uref与实时输出电压的标幺值做差后输入第一低通滤波器，得到滤除高频分量后的电压差值；

[0076] 在该过程中，变换器的参考输出电压利用滑块函数从0增大到1，使得电压变化更加稳定，超调量较小。

[0077] 由于第一低通滤波器的主要功能是滤除高频分量，因此，第一低通滤波器的截止频率应设计得相对大一些，示例性地，可取值为1000。

[0078] 步骤S22：将滤除高频分量后的电压差值分别输入第一比例环节和第二低通滤波器，并将第一比例环节及第二低通滤波器的输出信号与实时输出电流进行叠加，并对叠加后的信号进行电压环输出限幅处理，得到所述电流内环的参考电流。

[0079] 示例性地，第一比例环节的增益可以设置为50。

[0080] 同时，考虑到积分环节是需要所有的历史量，在实际控制过程中会有饱和的影响。而当一阶低通滤波环节的截止频率较低时，效果和积分环节类似，且一阶低通滤波环节只需要上一时刻的值，不会有饱和的影响。因此，在本实施例中，选用低通滤波器来代替积分环节。优选地，第二低通滤波器选用一阶低通滤波器，第二低通滤波器的截止频率设置为2，以达到积分效果。

[0081] 电压差值经过第一比例环节和第二低通滤波器的输出为电流信号。为了加快系统的响应速率，将变换器的实时输出电流作为前馈量1与第一比例环节和第二低通滤波器的电流信号进行叠加。

[0082] 此外，还需要根据供电及充电过程中实际输入电流与额定输入电流之间的最大比例阈值，确定电压环输出限幅的上限和下限。并基于电压环输出限幅的上限和下限，对叠加后的信号进行电压环输出限幅处理，以得到电流内环的参考电流。

[0083] 示例性地，由于实际电路要求，供电时的变换器的实际输入电流不超过额定输入电流的2倍，充电时的实际输入电流不超过额定输入电流的1.5倍。此时，将电压环输出限幅的上限设置为2，下限设置为‑1.5，限幅后的最终结果即为电流内环的参考电流Iref。

[0084] 在上述步骤S3中，通过执行以下操作得到开关管MOS1的占空比：

[0085] 步骤S31：将电流内环的参考电流与实时输入电流的标幺值做差后输入第三低通滤波器，得到滤除高频分量后的电流差值；

[0086] 由于第三低通滤波器的主要功能也是滤除高频分量，因此，第三低通滤波器的截止频率应设计得相对大一些，示例性地，可取值为1000。

[0087] 步骤S32：将滤除高频分量后的电流差值分别输入第二比例环节和第四低通滤波器，并将第二比例环节及第四低通滤波器的输出信号与实时输出电压进行叠加，并对叠加后的电压信号进行电流环输出限幅处理，得到所述开关管MOS1的占空比。

[0088] 示例性地，第二比例环节的增益为0.6。第四低通滤波器的作用与第二低通滤波器的作用相同，可按照相同的方式设置。

[0089] 此外，为了加快系统的响应速率，将实际输出电压作为前馈量2与第二比例环节及第四低通滤波器的输出信号进行叠加。

[0090] 需要说明的是，由于叠加后的信号用于生成开关管MOS1的占空比，而开关管MOS1的占空比在0‑1之间。因此，电流环输出限幅的上限设置为1，下限设置为0。根据电流环输出限幅的上限和下限，对叠加后的电压信号进行电流环输出限幅处理，即可得到开关管MOS1的占空比。

[0091] 在上述步骤S4中，通过执行以下操作控制开关管MOS1和开关管MOS2的同步整流：

[0092] (1)当所述变换器处于供电状态时(规定供电状态下的实时输入电流的电流方向为正)，

[0093] 若实时输入电流小于或等于所述预设阈值，则基于开关管MOS1的控制信号控制开关管MOS1动作，并控制开关管MOS2关断；

[0094] 若实时输入电流大于所述预设阈值，则基于开关管MOS1的控制信号控制开关管MOS1动作，并基于开关管MOS1的控制信号的互补信号控制开关管MOS2动作。

[0095] 所述预设阈值为h*Ie；其中，Ie表示所述变换器的额定输入电流；h表示充电冲击系数。示例性，h取20％。

[0096] 供电状态下，变换器包括以下情况：

[0097] 1)实时输入电流小于或等于预设阈值

[0098] 此时，开关管MOS2关断，开关管MOS1动作过程中，存在导通、关断两种情况；

[0099] 供电状态下开关管MOS1导通、开关管MOS2关断的变换器电流流向示意图如图5所示；

[0100] 供电状态下开关管MOS1关断、开关管MOS2关断的变换器电流流向示意图如图6所示；

[0101] 2)实时输入电流大于预设阈值

[0102] 此时，开关管MOS1和开关管MOS2的动作反向；

[0103] 当开关管MOS1导通、开关管MOS2关断时，变换器电流流向示意图如图5所示；

[0104] 当开关管MOS1关断、开关管MOS2导通时变换器电流流向示意图如图7所示。

[0105] 分析可知，当变换器处于供电状态即升压时，若实际输入电流小于或等于预设阈值，则开关管MOS1动作，开关管MOS2关断，同步整流关；若实际输入电流大于预设阈值，则开关管MOS1和开关管MOS2同时动作，同步整流开。这样能量就从通态电阻较低的MOS管中流通，而不从续流二极管中流通，大大降低损耗。

[0106] (2)当所述变换器处于充电状态时，

[0107] 若实时输入电流的绝对值小于或等于所述预设阈值，则基于开关管MOS1的控制信号的互补信号控制开关管MOS2动作，并控制开关管MOS1关断；

[0108] 若实时输入电流的绝对值大于所述预设阈值，则基于开关管MOS1的控制信号控制开关管MOS1动作，并基于开关管MOS1的控制信号的互补信号控制开关管MOS2动作。

[0109] 充电状态下，变换器包括以下情况：

[0110] 1)实时输入电流的绝对值小于或等于预设阈值

[0111] 此时，开关管MOS1关断，开关管MOS2动作过程中，存在导通、关断两种情况；

[0112] 充电状态下开关管MOS2导通、开关管MOS1关断的变换器电流流向示意图如图8所示；

[0113] 充电状态下开关管MOS2关断、开关管MOS2关断的变换器电流流向示意图如图9所示；

[0114] 2)实时输入电流的绝对值大于预设阈值

[0115] 此时，开关管MOS1和开关管MOS2的动作反向；

[0116] 当开关管MOS2导通、开关管MOS关断时，变换器电流流向示意图如图8所示；

[0117] 当开关管MOS1导通、开关管MOS2关断时变换器电流流向示意图如图10所示。

[0118] 分析可知，当变换器处于充电状态即降压时，若实际输入电流的绝对值小于或等于预设阈值，则开关管MOS2动作，开关管MOS1关断，同步整流关；实际输入电流的绝对值大于预设阈值，则开关管MOS1和开关管MOS2同时动作，同步整流开。这样，在充电前期，开关管MOS1处于关断状态，可以有效减小充电冲击电流，避免电子元器件受到冲击电流的影响。

[0119] 图11和图12分别给出了采用现有控制策略和本实施例中的控制策略的充电电流的效果图，对比可知，增加本实施例中的控制策略后，充电冲击电流有了明显减少。

[0120] 综上所述，本发明实施例在传统的非隔离型双向DC/DC变换器的基础上，利用耦合电感来代替电感，通过调节耦合电感的匝数比和开关管的占空比，实现高电压增益的目标。同时，在控制过程中，采用电压外环控制高压直流母线电压、电流内环控制充电电流的策略，并根据充电电流的的大小来控制上下MOS管的开通与关断，采用同步整流的方式，能够在减小损耗的同时有效抑制充电冲击电流。

[0121] 本领域技术人员可以理解，实现上述实施例方法的全部或部分流程，可以通过计算机程序来指令相关的硬件来完成，所述的程序可存储于计算机可读存储介质中。其中，所述计算机可读存储介质为磁盘、光盘、只读存储记忆体或随机存储记忆体等。

[0122] 以上所述，仅为本发明较佳的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。