[0001] 本发明属于电力电子控制技术领域，具体涉及一种双负载T型三电平整流器直流侧非对称运行的控制方法。

[0002] 随着新能源汽车和中小型双向储能变换器行业的兴起，中点钳位型三电平整流器(NPC‑TLR)被广泛应用于汽车充电和微型家储系统中，以发挥该拓扑上、直流侧均可向负载供电的优势。由于电池的老化速率和负载的供电需求不尽相同，电池的充电效率和充电时的端电压特性往往不同。因此，很多情况下NPC‑TLR需要在上、下直流侧不对称的工况下运行。在这些场合中，实现上、下直流侧电压的独立、稳定控制和输出电流不畸变的控制目标就变得尤为关键。

[0003] 然而，在上、下直流侧不对称的情况下，传统的CBPWM调制策略无法再实现上述控制目标；现存的针对三电平整流器上、下直流侧不对称情况下直流侧独立控制的方法主要存在下列缺陷：

[0004] 1)没有考虑上、下直流侧电压不对称条件下系统的控制问题；

[0005] 2)注入零序电压来控制中点电流，从而间接实现上、下直流侧电压的独立控制，但是该方法需要在直流侧额外增设电流传感器，增加了系统的成本；

[0006] 3)没有抑制电容电压波动，降低系统交直流侧输出波形的电能质量，不利于适配电池的恒压或涓流充电方案，所带来的较大的功率波动也不利于系统直流侧稳压电容和负载的长期稳定运行；

[0007] 4)基于偶极变量注入和零序电压注入的混合控制方法可以同时控制直流侧电压并消除其电压波动，但是该方法并未考虑直流侧负载功率的瞬时波动，计算得到的零序电压也并非准确值。

[0008] 因此，需要提供一种能同时准确实现上、下直流侧电压及负载功率独立稳定控制和抑制电容电压波动的双负载T型三电平整流器直流侧非对称运行的控制方法。

[0078] 下面结合附图对本申请作进一步详细描述，有必要在此指出的是，以下具体实施方式只用于对本申请进行进一步的说明，不能理解为对本申请保护范围的限制，该领域的技术人员可以根据上述申请内容对本申请作出一些非本质的改进和调整。

[0079] 实施例1

[0080] 如图1所示，本实施方式提出了一种双负载T型三电平整流器直流侧非对称运行的控制方法，其中，双负载T型三电平整流器拓扑如图2所示，测试平台主要参数如表1所示：

[0081] 表1

[0082]

[0083]

[0084] 控制方法包括如下步骤：

[0085] S1、检测三相电网电压、网侧电流瞬时值，对电网电压和网侧电流瞬时值进行Clark变换得到采样值一，对电网电压瞬时值进行Park变换得到采样值二。

[0086] 作为优选的，步骤S1包括：

[0087] S1.1、利用电压传感器检测三相电网电压瞬时值ea(n‑1)、eb(n‑1)、ec(n‑1)，利用电流互感器检测三相网侧电流瞬时值ia(n‑1)、ib(n‑1)、ic(n‑1)；

[0088] S1.2、根据Clark坐标变换得到电网电压和网侧电流瞬时值在两相静止坐标系下的采样值一eα(n‑1)、eβ(n‑1)，iα(n‑1)、iβ(n‑1)；

[0089] S1.3、根据Park坐标变换得到电网电压瞬时值在两相静止坐标系下的采样值二ed(n‑1)、eq(n‑1)。

[0090] 需要说明的是，由于采样值经调理电路后送入DSP(数字信号处理器)参与计算后得到所需参数至调用该参数参与新的计算存在一个控制周期的延时，故第n周期DSP采用的采样值实际为(n‑1)周期值，故记第n周期采样的瞬时值为(n‑1)。

[0091] S2、基于电网电压的采样值一确定当前采样周期的电网电压相位角的正、余弦值、以及n个控制周期后的电网电压相位角的正、余弦值，并预测n个控制周期后的电网电压瞬时值。

[0092] 作为优选的，步骤S2包括：

[0093] S2.1、基于电网电压的采样值一eα(n‑1)、eβ(n‑1)并由矢量关系计算出当前采样周期的电网电压相位角的正、余弦值sinθ(n‑1)、cosθ(n‑1)；

[0094]

[0095] S2.2、计算出一个控制周期后的电网电压相位角的正、余弦值sinθ(n+1)、cosθ(n+1)和两个控制周期后的电网电压相位角的正、余弦值sinθ(n+1)、cosθ(n+1)：

[0096]

[0097] S2.3、预测一个控制周期后的三相电网电压瞬时值eα(n)、eβ(n)和两个控制周期后的三相电网电压瞬时值eα(n+1)、eβ(n+1)：

[0098]

[0099] 上式中，由于第n周期采样的瞬时值为(n‑1)，故记预测一个控制周期得到的第(n‑1)周期参与DBC运算的预测值为n；预测两个控制周期得到的第n周期参与DBC运算的预测值为(n+1)；θ1PWM为DSP中一个控制周期Ts对应的角度，θ1PWM＝50*Ts*360°；θ2PWM为DSP中两个控制周期Ts对应的角度，θ2PWM＝2*θ1PWM；Em为电网电压幅值。

[0100] S3、检测上、下直流侧电容电压瞬时值，并确定对应的d轴电流指令值，将d轴电流指令值与电网电压相位角的正、余弦值输入电流控制器中，输出网侧电流预测值。

[0101] 作为优选的，步骤S3包括：

[0102] S3.1、利用电压传感器检测上、下直流侧电容电压瞬时值uC1(n‑1)、uC2(n‑1)；

[0103] S3.2、将上、下直流侧电容电压给定值u*C1、u*C2和uC1(n‑1)、uC2(n‑1)做差经PI调节器输出得到各自的d轴电流指令值i*d_up、i*d_low，两者之和作为i*d，并与i*q和sinθ(n+1)、cosθ(n+1)一同送入电流控制器，得到第n周期网侧电流预测值iα(n+1)、iβ(n+1)：

[0104]

[0105] S4、将预测的n个控制周期后的电网电压瞬时值和网侧电流预测值输入DBC控制器中，得到未修正的调制电压预测值，经直流零序电压控制器、零序电压瞬时分量控制器依次进行修正后生成X相调制电压，将X相调制电压与双载波比较生成X相PWM驱动信号SX并作用于对应IGBT(绝缘栅双极晶体管)形成闭环控制。

[0106] 作为优选的，步骤S4包括：

[0107] 步骤S4.1：采用含电流遗忘滤波算法的DBC控制器实现方法：

[0108] (1)将预测的n个控制周期后的电网电压瞬时值和网侧电流预测值输入DBC控制器中，得到未修正的调制电压预测值，包括：

[0109] 利用下式计算第n周期电流修正值iα遗忘滤波(n‑1)、iβ遗忘滤波(n‑1)：

[0110]

[0111] 其中：kf为遗忘滤波系数，kf越大则电流修正值中采样部分所占比例越大、预测部分所占比例越小，采样偏差的影响也越大；L为系统网侧和设备侧总的电感值；iα遗忘滤波(n‑2)、iβ遗忘滤波(n‑2)为(n‑1)周期电流修正值的迭代值，记为(n‑2)；

[0112] (2)利用下式计算(n+1)周期两相旋转坐标系下调制电压预测值uα1(n+1)、uβ1(n+1)：

[0113]

[0114] 其中：uα1(n)、uβ1(n)为通过(n‑1)周期X相调制电压预测值进行Clark坐标变换求得的n周期迭代值；得到uα1(n+1)、uβ1(n+1)后再通过反Clark坐标变换即可得到n周期X相调制电压预测值uX1(n+1)。

[0115] 步骤S4.2：将uX1(n+1)与直流零序电压控制器输出值uZ,dc相加得到更新的X相调制电压预测值uX2(n+1)＝uX1(n+1)+uZ,dc，通过注入直流零序电压进行双负载功率解耦，实现上、下直流侧电压和负载的独立稳定控制；具体结合如图4所示，直流零序电压控制器实现方法为：

[0116] (1)由三电平整流器功率分配关系可知：X相参与上直流侧还是下直流侧的瞬时功率交换取决于uX的极性，因此通过调节注入的零序电压uzsv的大小可以改变u'X＝uX+uzsv的极性，从而调节上、下直流侧的瞬时功率；

[0117] 定义直流零序电压uZ,dc系数kZ,dc为：

[0118]

[0119] 其中，Um为整流器桥臂相电压峰值；

[0120] (2)一个基波周期内注入uZ,dc后的上、下直流侧的平均功率 和 由下式确定：

[0121]

[0122] 经化简可得：

[0123]

[0124] (3)定义直流侧上、下电容的平均功率 和 与直流侧总的平均功率的商为直流侧上、下负载的功率分配系数kup和klow，则kup和klow为：

[0125]

[0126] 如图5所示，当kZ,dc∈[‑0.6，0.6]时，kZ,dc与kup、klow具有线性度，kZ,dc可由下式拟合确定：

[0127]

[0128] 系统中 和 由下式确定：

[0129]

[0130] 得到直流零序电压uZ,dc＝Um*kZ,dc。

[0131] 当上直流侧电压给定值uC1*＝400V，下直流侧电压给定值uC2*＝300V，上负载R1＝20Ω，下负载R2＝20Ω时，仅注入直流零序电压uZ,dc的实验波形如图5所示；仅注入直流零序电压uZ,dc后上下电容电压经解耦控制后跟踪各自给定值无误，但是上电容电压波动幅值约为11V，下电容电压波动幅值约为12V，整个直流侧电压波动幅值约为5V，三相电流iA、iB、iC的THD经测量约为1.81％，实现了预期的上、下直流侧电压及负载功率独立稳定可控的目标。

[0132] 步骤S4.3：将所需参数送入零序电压瞬时分量控制器得到uZ,ac，再将uZ,ac与uX2(n+1)相加得到最终X相调制电压uX(n+1)＝uX2(n+1)+uZ,ac；通过注入零序电压瞬时分量抑制电容电压波动；零序电压瞬时分量控制器实现方法为：

[0133] (1)根据注入零序电压uzsv前后三相调制电压的电压极性，包括如下四种情况：

[0134] CASE1：uMAX>uMID>0>uMIN，注入uzsv后新的三相调制电压极性不改变；

[0135] CASE2：uMAX>0>uMID>uMIN，注入uzsv后新的三相调制电压极性不改变；

[0136] CASE3：uMAX>uMID>0>uMIN，注入uzsv后新的三相调制电压极性变为

[0137] u'MAX>0>u'MID>u'MIN；

[0138] CASE4：uMAX>0>uMID>uMIN，注入uzsv后新的三相调制电压极性变为

[0139] u'MAX>u'MID>0>u'MIN；

[0140] 其中：uMAX、uMID和uMIN分别表示最大相调制电压、中间相调制电压和最小相调制电压，三相对应的输出电流依次记为iMAX、iMID、iMIN；新的三相调制电压幅值从大到小依次记为u'MAX、u'MID和u'MIN。

[0141] (2)以CASE1：uMAX>uMID>0>uMIN的情况为例，假设注入的零序电压不改变三相电压极性，由4.2(a)可知此时下直流侧的平均功率只与调制电压最小相有关，考虑到控制的简单性，以维持下直流侧的瞬时输入功率稳定为控制目标，则零序电压瞬时分量uZ,ac为：

[0142]

[0143] 根据下式确定剩余情况下所需注入的零序电压瞬时分量uZ,ac：

[0144]

[0145] 当uC1*＝400V，uC2*＝300V，R1＝20Ω，R2＝20Ω时，同时注入uZ,dc和uZ,ac的实验波形如图6所示；同时注入uZ,dc和零序电压瞬时分量uZ,ac后上、下电容电压在准确跟踪各自给定值的基础上波动幅值约为2V和1V，整个直流侧电压波动幅值约为2V，三相电流的THD经测量约为1.22％，在步骤4.2的基础上实现了预期的电容电压波动抑制的目标。

[0146] 更具体的，系统动态性能评估实验的状态参数如表2所示：

[0147] 表2

[0148]

[0149] 系统动态性能评估实验波形图如图8所示：其中8(a)为直流侧电压突变实验波形图，8(b)为负载突变实验波形图。

[0150] 由8(a)可以看出上、下直流侧电压给定值同时突变时也互不影响，突变侧电压和功率可以在10ms内快速且几乎无超调地以很小的波动幅度重新跟踪新的给定值并保持相对稳定，电压突变前后三相电流可以保持正弦且不畸变，突变过程中电流畸变轻微且动态响应迅速，不会对电网和网侧负载造成影响；由8(b)可以看出上、下直流侧负载同时突变时，上、下直流侧电压均不受影响，以很小的波动幅度跟踪给定值并始终维持在350V附近，负载突变过程中的实验现象与电压突变实验基本保持一致，整流器交、直流侧均具有较快的动态响应速度和较高的稳定性。

[0151] 本领域普通技术人员可以意识到，结合本文中所公开的实施例描述的各示例的单元及算法步骤，能够以电子硬件，或者计算机软件和电子硬件的结合来实现。这些功能究竟以硬件还是软件方式来执行，取决于技术方案的特定应用和设计约束条件。专业技术人员可以对每个特定的应用来使用不同方法来实现所描述的功能，但是这种实现不应认为超出本申请的范围。

[0152] 以上实施例仅用以说明本申请的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本申请进行了详细的说明，本领域的普通技术人员当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不驱使相应技术方案的本质脱离本申请各实施例技术方案的精神和范围。