技术领域
[0001] 本发明涉及信号检测器领域，更具体地但不仅仅涉及唤醒无线电类型的检测器领域。
相关背景技术
[0002] 当前的接收器(电磁接收器、声学接收器、甚至红外线接收器)为了连续扫描其当时环境以能够检测现存信号，而无论这些信号的功率如何(从大约‑90dBm的非常低的功率直到更高的功率)，会消耗大量功率。接收器的该功率消耗构成了当前通信设备以及一般的机载电子设备的功率自主性的障碍。
[0003] 因此，在射频领域，更具体地在物联网(IoT)的射频领域，最近的协议(例如LoRaWAN)都面临该障碍。实际上，其中接收器的作用大幅度降低，并且中继器的概念最终不再使用，因为它功率消耗大。更一般地说，为了提高无线传感器的自主性，基于将传感器布置在唤醒它们的待机和间歇阶段的场景，在顶层实施策略。
[0004] 例如，通信传感器具有其仅限于发射器的作用的作用。间歇性地或在警报的情况下，通信传感器发送源自其进行的测量(温度、湿度水平等)的信息。对于某些应用，该用途看起来可以是足够的，但实际上是非常受限的，因为考虑到传感器的接收功能不是永久激活的，所以传感器不能起到中继器的作用。结果是网络的每个传感器必须在接收装置(sink)范围内。
[0005] 前述策略是无效的，并且必然导致信息丢失和受限的网络性能，同时加重协议的负担。此外，涉及唤醒无线电接收器的解决方案被采用，但是这些解决方案具有有限的范围。因此，有必要根据用途更频繁地或更不频繁地(几天至几个月)给这些传感器充电。
[0006] 现有技术中的传统架构是零差式或外差式，并且通常包括低噪声放大器，其后是涉及内部频率源的频率变换设备。
[0007] 为了显著降低功率消耗，这些架构所依据的构思要求接收器的传输频率或灵敏度减小。当包含传输频率时，这使得不能覆盖大部分在ISM频带开发的应用，尤其是在欧洲，这些应用高于800MHz。当灵敏度受到严重影响时(‑40dBm)，这与广而告之的‑90dBm的灵敏度相比，等同于将所传输的无线电信号的范围除以100，这等同于具有最大传输距离为100米的范围，而不是10km。这是反对降低灵敏度的重大理由。
[0008] 申请WO 2020/242540涉及低功率射频接收器及相关电路。
[0009] Von der Mark等人的“Ultra low power Wakeup Detector for Sensor Networks”和Nilsson等人的“Ultra Low Power Wake‑Up Radio Using Envelope Detector and Transmission Line Voltage Transformer”出版物公开了具有低功率消耗的唤醒无线电类型的检测器的架构。
具体实施方式
[0061] 图1中的a)示意性地示出了根据本发明的示例性检测器10，该检测器10实现在形成无线传感器的网络的一部分的电信节点1中。除了检测器10之外，电信节点1还包括主收发器12和控制单元14(例如微控制器)。检测器10在其输入端处连接到天线18(尤其是RF天线)，并且在其输出端处连接到控制单元14，控制单元14与主收发器12通信。
[0062] 图1的b)的时序图示出了作为时间的函数的信号的功率。与主收发器12不同，检测器10持续地监控无线电信道。在接收到由另一电信节点2发送的RF信号17之后，检测器10向控制单元14发送切换信号11，控制单元14通过激活信号15激活主收发器12。一旦被激活，收发器12确认收到信号17并进入与节点2的通信以交换数据。因此，检测器10通过“唤醒”主收发器12来用作唤醒无线电设备。
[0063] 检测器10还可以用作接收到的RF信号的解调器，使得可以持续地复原附带在RF信号的载波上的信息，因此履行在超低功率消耗条件下(100,000的增益)操作的无线电通信接收器的功能，而所有的性能质量在其他方面保持不变。
[0064] 如图2所示，根据本发明的检测器10包括第一电路20和第二电路30，第二电路30连接在第一电路20的输出端处。
[0065] 第一电路20具有两个输入端：输入端e1，待检测的RF信号被施加到输入端e1；以及输入端e2，控制电压被施加到输入端e2。第一电路20的目的是将输出端处的操作点设置成预定义DC电压，依赖于来自输入端e1的信号的可变部分被加到该预定义DC电压上。下面将详细描述第一电路20的结构和操作。
[0066] 如下面将进行解释的，在第二电路30的输出端S处的信号的波形依赖于第二电路30的架构以及在输入端处的RF信号的波形，也就是说，依赖于检测器10的用途。在第二电路的输出端处的信号为对在输入端处施加的调制RF信号进行解调之后的二进制形式，或为电脉冲的形式，其频率与在输入端处以CW(连续波)模式施加的RF信号的功率成比例。
[0067] 图3示意性地示出了第一电路20的示例性实施方式，描绘了在稳定状态下流动的电流。第一电路20包括NMOS晶体管(上拉晶体管M1和下拉晶体管M0)的桥，这两个NMOS晶体管在中间点M处连接。
[0068] 晶体管M1的漏极连接到供电电压Vdd，晶体管M1的源极连接到中间点M并且晶体管M1的栅极限定输入端e1。在稳定状态下，没有RF信号被施加到晶体管M1的栅极。因此，一切操作就像该栅极接地一样进行。晶体管M0的漏极连接到中间点M，晶体管M0的源极连接到供电电压‑Vss并且晶体管M0的栅极限定输入端e2，控制电压Vc被施加到输入端e2。因此，晶体管M0作为恒流源I0操作，使得可以调节中间点M的静止DC电压。
[0069] 第一电路20的扇出(fan‑out)被在第二电路30的输入端处的电容器Cm建模。
[0070] 点M处的由Vm表示的电位被调节，使得M1的栅极‑源极电压Vgs1(其等于(‑Vm))低于晶体管M1的阈值电压Vth。应当注意，如果Vss＝0V，则实际上满足该条件。
[0071] 在这些条件下，获得以下分析关系，I1为M1的漏极电流，V0为热应力，n为理想系数，k为玻尔兹曼(Boltzmann)常数，T为环境温度以及q为电子的电荷：
[0072] [数学式1]
[0073]
[0074]
[0075]
[0076] 在没有施加RF信号的情况下，DC方面的电压Vm(由Vm_DC表示)可以从这些关系推断出来：
[0077] [数学式2]
[0078]
[0079] 应当注意，如果晶体管M1和晶体管M0各自的栅极的长度L和宽度W以其他方式被固定，则可以使用Vc来调节该电位Vm_DC。还应当注意，晶体管M1的跨导等于：
[0080] [数学式3]
[0081]
[0082] 电路在小AC信号状态下的行为、特别是电压Vm在该状态下的行为在图4中示出，正弦电压被施加到M1的栅极。
[0083] 电路的透射率Vm/VRF为以下形式，f为RF信号的频率：
[0084] [数学式4]
[0085]
[0086] 作为第一近似：
[0087] [数学式5]
[0088]
[0089] 在高频下，特别是在RF信号存在的频率下，比率(Vm/VRF)是恒定的，并且与比率C1/(Cm+C1)成比例，这对应于电容分压器。可以看出：
[0090] (i)在一方面，电压Vm的幅度低，但不是零，并且相对于RF信号的幅度衰减，以及[0091] (ii)在另一方面，存在残余电压变化(由电容桥设定为第一近似)。
[0092] 为了研究由第二电路30的输入电容器Cm充电的第一电路20的行为，利用上拉晶体管M1的函数ID(VGS)(作为栅极‑源极电压的函数的漏极电流)的非线性，从而计算检测到的电压Vm的增量DC值(在稳定状态下，在施加RF信号之后的上升时间之后)。
[0093] 图5中示出了在频率fRF处生成的信号VRF到增量DC电压ΔVm的“转换”。该增量ΔVm的值可以在从几百μV至几mV的范围内。
[0094] 从M1的I1(VGS)的表达式开始：
[0095] [数学式6]
[0096]
[0097] ΔVm低，获得以下：
[0098] [数学式7]
[0099] Vgs1≈Vgs1_DC+VRF
[0100] [数学式8]
[0101]
[0102] VRF＝Vs.cos(ωt)
[0103] 此外，被电容器Cm吸收的电流im等于：
[0104] [数学式9]
[0105] im＝I1‑Io，其中Io＝I1_DC
[0106] 电流im的DC值由此推断出来：
[0107] [数学式10]
[0108]
[0109] 因此，当RF信号存在时，与RF电压的均方根值成比例的增量DC电流im_DC被上拉晶体管M1传递并导向到电容器Cm。该电流im_DC为存在于点M处的电容性质Cm的阻抗充电。
[0110] 在瞬态时间之后，点M处的电压Vm通过增量值相对于其静止时(在稳定状态下)的值被修改。如果以CW模式施加RF信号，则Vm将保持在该新的值。
[0111] 因此，电路20相当于图6中示出的电路。可以看出，电路20具有二次函数，其输出阻抗相当于从电阻器R0分出来的电容器Cm。晶体管M1作为“公共漏极”被连接，R0由如下定义：
[0112] [数学式11]
[0113]
[0114] 因此，RF电压一被施加到电路，就观察到增量电压ΔVm，该增量电压ΔVm在时域中被写成如下形式：
[0115] [数学式12]
[0116]
[0117] 因此，这是电容器充电的最典型情况，在简化之后，ΔVm的最终值等于：[数学式13]
[0118]
[0119] 应当注意，电压Vm的可变部分被叠加到该电压增量上(参见在上述的小AC信号状态下的行为)。当不再存在RF信号时，下拉晶体管Mo(恒流源)使电容器Cm放电，从而在瞬态时间之后，将电压Vm恢复到在稳定状态下设置的值Vm_DC。
[0120] 当调制RF信号时，考虑到相对于值Vm_DC的小增量ΔVm，放大该波动是有用的。当主要目的是解调时，最后的放大阶段应当使在值Vdd和‑Vss之间被放大的信号饱和。为此，放大链包括以足够的数量连接成级联的一系列逆变器。
[0121] 低于阈值的CMOS逆变器的转换特性的提示在图7中给出，Gmax是可以获得的最大电压增益。该特性在以下条件下绘制：Vdd＝200mV以及Vss＝0V。为了从最大电压增益受益，电压V(in)必须被调节成最佳值V(in_opt)。
[0122] CMOS逆变器的电路的提示在图8中给出。该电路具有作为输入端的A和作为输出端的Q，并且包括CMOS晶体管的桥，CMOS晶体管串联连接并且通过其漏极连接到输出端Q。输入端A被施加到上拉PMOS晶体管的栅极和下拉NMOS晶体管的栅极。
[0123] 图9示意性地示出了示例性第二电路30，该第二电路30包括级联的六个逆变器32。该链中的前三个逆变器在未饱和的情况下放大波动Vm。该链的后三个逆变器被配置成在饱和模式下工作，使得在后三个逆变器的每一者的输出端处的信号都基本上达到值Vdd和‑Vss。应当注意，对于作为开环操作的第二电路，在链的级联中应当使用偶数个逆变器32。
[0124] 为了最佳操作，将第一个逆变器32的电压Vm调节到接近V(in_opt)的值是有用的，以便从该第一个逆变器32的最佳电压增益完全受益。然而，应当注意的是，当调节控制电压Vc时，输出电压Vout保持在‑Vss。
[0125] 应当注意，在图9的示例中，电容器Cm对应于第一个逆变器的输入电容器。
[0126] 在RF信号存在时，考虑到先前的调节，图10中示出的波动ΔVm首先被放大(前三个逆变器的“小信号”操作)，以便最终达到使得后三个逆变器具有饱和的输出电压的幅度，也就是说，该输出电压具有等于Vdd和‑Vss的值，这是RF信号的被解调成基带形式的特征。图10示出了在级联的逆变器链中每个排位为k的逆变器的输出端处获得的各个信号V(k)。
[0127] 应当注意，对于图9的电路的模拟，其中在输入端处的RF信号的频率为1GHz并且幅度Vs为7mV，功率消耗为100pW。这是比现有技术的数量级低几个数量级的消耗(例如，相对于在Huang等人的“A915MHz ultra‑low power wake‑up receiver with scalable performance and power consumption”出版物中描述的电路)。应当注意，对于图9的示例，变化ΔVm大致上对应于理论上给出的值。
[0128] 图11示出了在图9的电路的输出端处的波形，该电路被供应Vdd＝200mV并且Vss＝0V，并且针对RF信号的各种幅度Vs(从20mV至100mV变化)。在(理论上的)RF功率方面的对应性也被示出。输出电压使得可以对调制RF载波的符号的二进制值做出决定。
[0129] 图12示出了可以将链中的一个逆变器(在该实例中为排位为5的倒数第二个逆变器)的输出端连接到图中所示的通用人工神经元(例如，带泄漏的积分触发类型的人工神经元)。这使得可以生成电脉冲，可以使用该电脉冲来馈送尖峰神经网络(SNN)。应当注意，所产生的脉冲的频率不依赖于RF信号的幅度。
[0130] 如上所述的电容器的端子之间的电压吸收电流的原理，也可以通过将第一电路20与用作第二电路30的具有膜电容器的任何人工神经元相关联来应用。作为示例，图12中呈现的电路可以直接被转化成积分触发人工神经元(即，自1989年由Carver Mead提出的)。图13中示出了这种电路的示例。
[0131] 如该图所示，两个部件被添加到图9的电路30：连接在第二电路30的输入端与输出端之间的反馈电容器Cf(注意，在该情况下的膜电容器由链中的第一个逆变器32的输入电容器Cm构成)、和反馈晶体管Mf，在该实例中，反馈晶体管Mf为NMOS类型，在栅极处被第二电路30的输出电压控制，其漏极连接到第二电路的输入端M并且源极接地。
[0132] 因此，这就是文献中通常被称为轴突起始锥(AH)的人工神经元。应当注意，用于调节在稳定状态下的AH神经元的膜电压Vm的控制电压Vc相对于先前在图12中描述的开环电路是不变的。
[0133] 当施加CW RF信号时，输出端处的脉冲Vout_AH在膜电压Vm达到第一个逆变器的切换阈值时被触发，从而在晶体管Mf快速重置该电压Vm并且随后重置输出电压Vout_AH之前，引起有助于电压Vm的快速增大的正反馈。
[0134] 图14中所示的模拟针对施加于晶体管M1的栅极的RF信号的各种幅度呈现了膜电压Vm的时间曲线以及AH神经元的输出(Vout_AH)的时间曲线。
[0135] 与以上关于图12所述的使用通用人工神经元生成的脉冲不同，图13的示例中生成的脉冲的频率依赖于RF信号的功率。图15示出了作为RF功率的函数的脉冲频率。该曲线示出了该电路以RSSI的能力操作的潜力，其中RF功率(在该实例中从‑82dBm至‑62dBm变化)被编码成脉冲频率(从50kHz至250kHz)。还应当注意脉冲频率对RF功率的线性依赖关系。
[0136] 本发明不限于上述示例性实施方式。
[0137] 尽管所示出的示例更具体地涉及射频领域，但是根据本发明的检测器也适用于检测声频带或光频带、尤其是红外线频带中的波。
