技术领域
[0001] 本发明涉及光盘读取技术领域，尤其涉及一种光盘读取装置。
相关背景技术
[0002] 近年来，全世界每年产生的数据量急剧增加，大容量存储的需求也逐渐增加。大容量光存储以其保存费用低、耗电少、寿命长等特点，在下一代主流数据存储系统中备受期待。为了提高光盘的容量，必须提升光盘的记录密度。增加记录密度则需要缩短记录的最短标记长度以提高线密度，以及减小轨道间距以增加轨道密度。虽然缩短最短标记长度可以提高线密度，但近年来记录的最短标记长度已经接近光学分辨率的极限，码间干扰显著增大。
[0003] 在光盘读取装置读取数据时，生成一个与读取信号同步的读取时钟信号，读取信号在解码成数字信号时必须与该读取时钟信号同步。一般情况下，读取时钟信号的相关信息包含在记录标记的边缘。光盘读取装置通过检测与边缘的超前或滞后相关的相位信息来生成读取时钟信号。但是，比如在读取线密度超过光学分辨率极限的记录信号时，由于码间干扰的影响，边缘中包含的相位信息无法正确地被检测出来，则无法生成读取时钟信号。
[0004] 此时可以根据JP 4987843，对从信息记录媒介中读取的模拟读取信号采样，得到的数字读取信号再通过自适应滤波器整形，再将自适应滤波器的输出通过最大似然解码器进行最大似然解码，通过自适应滤波器整形的数字读取信号和最大似然解码器生成的最大似然解码信号，可以检测出相位误差，从而生成读取时钟信号。另外，如果提高轨道密度，相邻轨道的串扰影响也变得明显。为了降低串扰的影响，可以将目标轨道的读取信号与相邻轨道的读取信号相减，但是一旦目标轨道的读取信号和相邻轨道的读取信号的时间关系发生错位，将不能很好地降低串扰的影响。此时可以根据JP 2008‑108325，通过计算目标轨道的读取信号和相邻轨道的读取信号的互相关函数，算出二者的相位差，修正串扰信号的时序。
[0005] 目前已有的技术中，记录的最短标记长度已经接近光学分辨率的极限。由于码间干扰的影响，线密度超过光学分辨率极限的记录数据的边缘中包含的相位信息无法被正确检测，想要正确读取数据，则需要对从信息记录媒介中读取的模拟读取信号进行采样，得到的数字读取信号再通过自适应滤波器整形，再将自适应滤波器的输出通过最大似然解码器进行最大似然解码，通过自适应滤波器整形的数字读取信号和最大似然解码器生成的最大似然解码信号，可以检测出相位误差，从而生成读取时钟信号。
[0006] 但是这种方法从信息记录媒介读取的模拟再生信号的信噪比(SNR)差、最大似然解码器的解码结果错误较多，相位误差的检测直接受到影响，经常导致相位误差被错误地检测出来，无法稳定生成读取时钟信号。另外，通过自适应滤波器整形的数字读取信号和最大似然解码器生成的最大似然解码信号检测相位误差时，需要计算度量值差，会有电路规模变大的缺点。
[0007] 此外，随着轨道密度的提高，相邻轨道的串扰影响变得更加明显，为了降低串扰的影响，可以将目标轨道的读取信号减去相邻轨道的读取信号。但是一旦目标轨道的读取信号和相邻轨道的读取信号的时间关系发生错位，将不能很好地减小串扰的影响。由于相邻轨道的读取信号没有其相应的最大似然解码器，相邻轨道读取信号的读取时钟不能采用上述方法通过自适应滤波器整形的数字读取信号和最大似然解码器生成的最大似然解码信号检测相位误差，从而生成读取时钟信号，此时需要使用目标轨道的读取信号和相邻轨道的读取信号之间的互相关函数计算出二者的相位差，从而修正串扰信号的时序。
[0008] 但是这种方法需要使用目标轨道的读取信号和相邻轨道的读取信号之间的互相关函数计算出二者的相位差，也会有电路规模变大的缺点。另外，光盘读取装置在检索时，光学头移动改变位置，此时目标轨道的读取信号与相邻轨道的再生信号的时间关系会发生变化。因此每次检索时都需要使用目标轨道的读取信号和相邻轨道的读取信号之间的互相关函数计算出二者的相位差，来修正串扰信号的时序，由于这种修正处理发生在信号读取处理之前，会造成整体的处理速度下降的问题。
具体实施方式
[0058] 为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
[0059] 一种光盘读取装置，包括：光学头、采样器、自适应滤波器、滤波器系数运算单元以及读取时钟生成单元；且所述光学头用于将读取信息记录媒介上记录的信息并输出模拟读取信号；所述采样器用于根据采样时钟对从信息记录媒介上读取到的模拟读取信号进行采样操作；所述自适应滤波器用于对采样器的输出进行滤波整形处理，并根据自适应滤波器的输出与期望目标信号自适应更新滤波器的系数；所述滤波器系数运算单元用于对自适应滤波器的滤波器系数进行运算，生成读取时钟的相位误差信息并输出至读取时钟生成单元；所述读取时钟生成单元用于根据滤波器系数运算单元的输出生成读取时钟周期；所述读取时钟周期用于作为采样器进行采样操作的采样时钟。
[0060] 优选的，所述自适应滤波器为一个或多个FIR滤波器且设有一个或多个自适应系数更新单元；所述自适应系数更新单元用于根据FIR滤波器的输出与期望目标信号，自适应更新FIR滤波器的滤波器系数；
[0061] 所述自适应更新FIR滤波器的滤波器系数的表达式为
[0062] e(n)＝d(n)‑y(n)
[0063] km(n+1)＝km(n)+μe(n)x(n‑m)
[0064] 式中：μ表示增益系数；x(n‑m)表示第n‑m个滤波器的输入；km表示第m个滤波器的系数；d(n)表示目标信号；y(n)表示FIR滤波器的输出；e(n)表示目标信号与FIR滤波器的输出的误差；km(n)表示滤波器系数更新前的系数值；km(n+1)表示滤波器更新后的系数值。
[0065] 优选的，所述滤波器系数运算单元对自适应滤波器的滤波器系数进行运算，生成读取时钟的相位误差信息的方法为
[0066] 定义并编号FIR滤波器的中心抽头以及对称设置在所述中心抽头两侧的多组抽头对；通过所述滤波器系数运算单元以所述中心抽头为轴，对自适应滤波器中心抽头的两侧至少一组与中心抽头距离相同的抽头对系数进行求差运算；或对求差运算后的多组数据加权求和；并使用求差运算后的数据或加权求和后的数据作为相位误差信息，以获取读取时钟误差周期。
[0067] 优选的，所述读取时钟生成单元包括依次连接的环形滤波器、环形增益系数模块以及加法器；所述环形滤波器用于将滤波器系数运算单元的输出，输入到环形增益系数模块实现读取时钟误差周期的环形增益补偿与相位补偿；所述加法器用于将环形增益系数模块的输出与预设的读取时钟基准周期加和，以获取读取时钟周期；
[0068] 且所述读取时钟生成单元的数量与滤波器系数运算单元的数量为一个或多个。
[0069] 优选的，所述采样器为AD转换器；或依次连接的AD转换器与存储器；
[0070] 或依次连接的AD转换器、存储器以及插值运算器中的任意一种；
[0071] 所述AD转换器用于根据读取时钟生成单元的输出，对光学头读取的模拟读取信号进行模数转换获取数字读取信号；
[0072] 所述存储器用于根据读取时钟生成单元的输出，将模数转换后的数字读取信号存储在存储器的存储并记录对应的存储器中；
[0073] 所述插值运算器用于根据读取时钟生成单元的输出，读取所述存储器中存储地址的数据进行插值处理。
[0074] 此外，所述滤波器系数运算单元为一个或多个；
[0075] 且所述读取时钟生成单元为一个或多个；
[0076] 且所述采样器的数量为一个或多个；
[0077] 所述光学头从信息记录媒介上读取到一个或多个模拟读取信号，并通过一个或多个采样器对读取到的模拟读取信号进行采样；
[0078] 并将所述采样器的输出输入到设有一个或多个FIR滤波器的自适应滤波器；
[0079] 所述滤波器系数运算单元使用一个或多个FIR滤波器的系数，计算并获取读取时钟的相位误差信息，且读取时钟生成单元通过滤波器系数运算单元的输出生成读取时钟周期；
[0080] 通过光学法进行采样，即所述采样器均以同一个所述读取时钟生成单元生成的读取时钟周期进行采样；
[0081] 或通过光学分割法进行采样，即每个所述采样器分别使用一个所述读取时钟生成单元生成的读取时钟周期进行采样。
[0082] 通过自适应滤波器的滤波器系数运算单元，输出读取时钟的相位误差信息时，从信息记录媒介上读取到的模拟读取信号的信噪比(SNR)差或者最大似然解码器的解码结果错误很多的情况下，也因为自适应滤波器的自适应算法(例如LMS算法)的存在，使自适应滤波器的系数不会出现较大波动，所述模拟读取信号的噪音或者最大似然解码器的错误不会直接出现在相位误差信息中，从而达到稳定生成读取时钟的目的，并且所述相位误差检测只需要有例如自适应滤波器中心抽头的两侧的至少1组对称抽头的系数的求差等简单运算，可以由非常简单的电路构成。
[0083] 所述采样器根据读取时钟生成单元获取的读取时钟周期进行采样操作。
[0084] 优选的，所述从信息记录媒介上读取的模拟读取信号为信息记录媒介上待读取的目标轨道上的读取信号和与待读取目标轨道相邻的轨道上的读取信号。
[0085] 光盘读取装置在检索时，光学头移动改变位置时，所述目标轨道的读取信号和所述相邻轨道的读取信号的时间关系发生变化，待读取的目标轨道的读取信号和与其相邻的轨道的读取信号相互独立，分别与各自的最佳读取时钟同步进行采样，则不需要使用互相关函数计算串扰信号的时序修正，所述目标轨道的读取信号和所述相邻轨道的读取信号分别进行，例如自适应滤波器中心抽头的两侧的至少1组对称抽头的系数的求差等简单运算，可以由非常简单的电路构成，不再需要在每次检索时都计算目标轨道的读取信号和相邻轨道的读取信号之间的时间关系进行修正，而是在信号读取的处理过程中，所述目标轨道的读取信号和所述相邻轨道的读取信号自动地、独立地与各自的最佳读取时钟同步进行采样，不需要多余的处理，也不会减慢整体的处理速度。
[0086] 优选的，还包括最大似然解码器、目标信号生成单元与一个或多个前置放大器；且最大似然解码器用于将自适应滤波器输出进行最大似然解码，并将解码结果作为数字信号输出；
[0087] 所述目标信号生成单元用于根据最大似然解码器的输出获取目标信号；
[0088] 所述目标信号为对最大似然解码器的输出进行调整所获取的期望目标信号；且所述前置放大器用于将所述模拟读取信号进行增益放大，并将增益放大后的模拟读取信号传输至采样器。
[0089] 通过本发明公开的光盘读取装置，实现了在最短标记长度接近光学分辨率极限且码间干扰显著增大的情况下，通过简单的结构稳定地生成读取时钟，而且在轨道密度增大，相邻轨道的串扰影响很大的情况下也能通过简单的结构独立地生成各轨道的读取时钟，可以实现高精度的串扰消除。同时，由于大容量光存储保存费用低、耗电少、寿命长的优点，可以满足近年来的数据产生量快速增长的需求，通过此装置可以增加光盘线密度，增加轨道密度，从而实现高密度记录，即实现大容量光盘装置的设计。
[0090] 实施例1：如图1所示，包括：光学头102、前置放大器103、采样器107、自适应滤波器110、滤波器系数运算单元111、读取时钟生成单元112、最大似然解码器113以及目标信号生成单元114；
[0091] 且所述光学头102与所述前置放大器103的输入端连接，用于将读取信息记录媒介101上记录的信息并输出模拟读取信号，并将所述模拟读取信号传输至所述前置放大器
103；所述前置放大器103的输出端与所述采样器107的输入端连接，用于将所述模拟读取信号进行增益放大，获取增益模拟读取信号并传输至采样器107；
[0092] 所述自适应滤波器110设有FIR滤波器108与自适应系数更新单元109；且所述采样器107的输出端与所述FIR滤波器108输入端连接；所述FIR滤波器108的输出端分别与滤波器系数运算单元111、最大似然解码器113以及自适应系数更新单元109的输入端连接；
[0093] 且所述滤波器系数运算单元111的输出端与读取时钟生成单元112的输入端连接，所述读取时钟生成单元112的输出端连接至采样器107，
[0094] 所述滤波器系数运算单元111用于对自适应滤波器110的滤波器系数进行运算，生成读取时钟的相位误差信息；且读取时钟生成单元112用于根据所述读取时钟的相位误差信息获取读取时钟周期；所述采样器107用于读取时钟生成单元112输出的读取时钟周期，对前置放大器103输出增益模拟读取信号进行采样，获取数字读取信号并输入自适应滤波器110；
[0095] 所述自适应滤波器110用于对所述数字读取信号进行滤波整形处理；所述最大似然解码器113的输出端用于将自适应滤波器110输出的滤波整形处理后的数字读取信号进
行最大似然解码，并将解码结果作为数字数据输出；
[0096] 所述目标信号生成单元114的输入端与最大似然解码器113的输出端连接，用于根据最大似然解码器113的输出获取目标信号；
[0097] 所述目标信号为对最大似然解码器的输出进行调整所获取的期望目标信号；
[0098] 并将目标信号传输至自适应系数更新单元109；所述自适应系数更新单元109用于根据自适应滤波器110的输出与目标信号生成单元114的输出自适应调整FIR滤波器108的滤波器系数。
[0099] 采样器107由AD转换器104、存储器105和插值运算器106构成。
[0100] 前置放大器103的输出通过AD转换器104进行AD转换，转换后的AD转换数据按顺序存储在存储器105中。根据读取时钟生成单元112的输出，操控存储器105的读出地址，将存储器105中存储的AD转换数据读出，并输入到插值运算器106中，插值运算器106使用从存储器105中读出的数据，输出前置放大器103输出的采样数据，此采样数据的时序是基于读取时钟生成单元112输出的读取时钟周期的。
[0101] 图8介绍了插值运算器106的实施例，读取时钟生成单元112的输出显示为第k‑1次AD转换的时间之后ΔT时间时，插值运算器的输出为mem(k‑1)+(mem(k)‑mem(k‑1))·ΔT/T。其中mem(k)为存储了第k个AD转换数据的存储器的值，T为AD转换周期。
[0102] 另外，图8的插值处理是线性插值，也可以使用其他的插值处理方法。
[0103] 图1中的采样器107是由AD转换器104、存储器105和插值运算器106构成，也可以只由AD转换器104、或由AD转换器104和存储器105构成。采样时序的变化幅度很小时，或者采样时序不需要很高精度时，可以由AD转换器104、或由AD转换器104和存储器105构成，以减小电路规模。
[0104] 具体地，采样器107包括依次连接的AD转换器104、存储器105以及插值运算器106；且所述AD转换器104、存储器105以及插值运算器106分别与读取时钟生成单元112连接；所述AD转换器104用于根据读取时钟生成单元112的读取时钟周期，对前置放大器103输出的增益模拟读取信号进行模数转换，并基于前置放大器103的输出时间顺序，将模数转换后的增益模拟读取信号根据读取时钟生成单元112的读取时钟周期，存储在存储器105的存储并记录对应的存储地址；所述插值运算器106用于根据读取时钟生成单元112的读取时钟周
期，读取所述存储器105中存储地址的数据进行插值处理，并将所述插值处理后的数据传输至自适应滤波器110。
[0105] 采样器107的输出通过自适应滤波器110进行波形整形，输入到最大似然解码器113中，目标信号生成单元114使用最大似然解码器113的输出生成目标信号，为了使自适应滤波器110的输出更加接近目标生成单元114所生成的目标信号，自适应滤波器110逐次改变其滤波器特性。
[0106] 自适应滤波器110是由FIR滤波器108和自适应系数更新单元109构成。
[0107] FIR滤波器108的输出y(n)如下式：
[0108] y(n)＝kN x(n‑N)+…+km x(n‑m)+…+k1 x(n‑1)+k0 x(n)
[0109] x(n)为第n个滤波器的输入，kN,···km,···,k0为滤波器系数。
[0110] d(n)为目标信号生成单元114的输出，则d(n)和自适应滤波器110的输出y(n)的误差e(n)的关系如下式：
[0111] e(n)＝d(n)‑y(n)
[0112] FIR滤波器108的系数如下式所示，依次进行更新：
[0113] km(n+1)＝km(n)+μe(n)x(n‑m)
[0114] μ为增益系数，根据稳定性和收敛速度设定合适的值。μ表示增益系数；y(n)表示FIR滤波器的输出；e(n)表示目标信号生成单元的输出与FIR滤波器的输出的误差；km(n)表示滤波器系数更新前的系数值；km(n+1)表示滤波器系数更新后的系数值。
[0115] 从信息记录媒介中读取的模拟读取信号的信噪比(SNR)很差时，或者最大似然解码器的最大似然解码结果错误很多时，FIR滤波器108的输出y(n)或者目标信号生成单元
114的输出d(n)中会有噪音，可以通过设置合适的μ值，使FIR滤波器108的系数缓慢发生变化，从而能够减小噪声的影响。
[0116] 本实施例中的自适应滤波器110的自适应算法为LMS，此处也可使用其他自适应算法。
[0117] 最大似然解码器113将自适应滤波器110输出的整形后的数字读取信号进行最大似然解码，解码结果作为数字数据输出。最大似然解码器113可以使用比如Viterbi解码器。
最大似然解码器113输出的数据在进行解调、错误纠正等处理后得到的数字数据即为最后读取到的信息记录媒介101中记录的信息。
[0118] 具体地，根据信号的采样时序误差为0时，滤波器系数以中心抽头为轴左右对称的特性，通过计算中心抽头两侧对称位置的抽头对的系数之差，可以求出信号的采样时序误差信息，即相位误差信息。
[0119] 如图5所示为滤波器抽头数为25时FIR滤波器108的构成图。
[0120] 其中，抽头数为25时，第13个抽头k12为中心抽头，中心抽头k12两侧对称位置的抽头对分别为：k11和k13(中心抽头两侧±1)、k10和k14(中心抽头两侧±2)、k9和k15(中心抽头两侧±3)、k8和k16(中心抽头两侧±4)、k7和k17(中心抽头两侧±5)、k6和k18(中心抽头两侧±6)、k5和k19(中心抽头两侧±7)、k4和k20(中心抽头两侧±8)、k3和k21(中心抽头两侧±9)、k2和k22(中心抽头两侧±10)、k1和k23(中心抽头两侧±11)、k0和k24(中心抽头两侧±12)。
[0121] 本实施例中使用至少1组中心抽头k12两侧对称的抽头对计算差值，作为相位误差信息。例如：使用中心抽头k12两侧±1位置的k11,k13，则滤波器系数运算单元111的输出为k11‑k13；使用中心抽头k12两侧±1和±2位置的k11,k13和k10,k14，则滤波器系数运算单元111的输出为(k11‑k13)+(k10‑k14)；另外，也可以根据中心抽头两侧的距离，在滤波器系数运算单元的输出计算中加入权重系数，通过设定权重系数进行加权计算，可以扩大相位误差的检测范围，也可以改善相位误差和滤波器系数运算单元111的输出之间的线性关系，且此时滤波器系数运算单元的输出为a(k11‑k13)+b(k10‑k14)，a,b为加权系数。
[0122] 如图6所示为FIR滤波器抽头数为25时的相位误差与滤波器系数运算单元111的输出之间的关系图，可以表现出相位误差和滤波器系数运算单元111的输出之间的变化关系，显然相位误差和滤波器系数运算单元111的输出的线性关系非常好。这样，相位误差信息就可以通过一种极其简单的方法计算出来，即以自适应滤波器中心抽头为中心，计算两侧对称位置上至少1组滤波器系数的差值。
[0123] 且所述自适应滤波器包括奇数个滤波器抽头且至少为三个，例如：当所述自适应滤波器的滤波器抽头数为三个时，则以中间的滤波器抽头为中心抽头，计算两侧对称位置上滤波器抽头的系数差值作为相位误差信息；
[0124] 当所述自适应滤波器的滤波器抽头数大于三个时，则以中间的滤波器抽头为中心抽头，分别计算中心抽头两侧各对称位置的两个滤波器抽头系数差值，并设定对应的权重系数，再进行加权作为相位误差信息；另外，即使在读取的模拟读取信号的信噪比(SNR)很差或者最大似然解码器的解码结果错误较多时，通过LMS等自适应算法，使自适应滤波器的系数也会变化得很缓慢，减小了模拟读取信号的噪声或者最大似然解码错误的影响。
[0125] 如图7所示，所述读取时钟生成单元112包括依次连接的环形滤波器701、环形增益系数模块702以及加法器703；所述环形滤波器701用于将所述滤波器系数运算单元111输出的读取时钟误差周期，输入到环形增益系数模块702并通过PLL技术进行读取时钟误差周期的环形增益补偿与相位补偿；其中，增益补偿与相位补偿的目的是使读取时钟环路稳定，减小读取时钟周期的误差。而且环形滤波器701附带的高频衰减特性，可以减小滤波器系数运算单元111的输出中包含的噪音的影响。所述加法器703用于将环形增益系数模块702的输出数据与预设的读取时钟基准周期加和，以获取读取时钟周期。
[0126] 图9为在本实施例初期施加相位误差时的应答波形。图9a为滤波器系数运算单元111输出信号的应答波形，图9b为读取时钟生成单元112输出的读取时钟周期的应答波形，图9c为相位误差的应答波形。相位误差使滤波器系数运算单元的输出发生变化，读取时钟周期响应其变化产生应答，最终相位误差向0收敛。
[0127] 本实施例的光盘读取装置，通过在最短标记长度接近光学分辨率极限、码间干扰显著增大的条件下，也能通过计算自适应滤波器的中心抽头两侧至少1组对称位置的抽头系数差，可以以简单的结构生成良好稳定的相位误差信息；在从信息记录媒介上读取的模拟读取信号的信噪比(SNR)很差或者最大似然解码器的解码结果错误较多的条件下，也能通过自适应滤波器的自适应算法(如LMS)使系数变化变得平缓，模拟读取信号的噪音和最大似然解码器的错误不直接反映到相位误差信息中，从而能稳定地生成读取时钟。
[0128] 实施例2：通过将光学头的光检测器分割成多个区域，从而减小相邻轨道的串扰和前后记录标记的干扰影响的光盘读取装置。图2为本发明的第二种具体实施方式中的光盘读取装置结构的方框图。信息记录媒介201为记录和读取光学信息的信息记录媒介。
[0129] 本实施例中图2的光盘读取装置中，包含有光学头202、前置放大器203a,203b,203c,203d、采样器207、自适应滤波器210、滤波器系数运算单元211、读取时钟生成单元
212、最大似然解码器213、目标信号生成单元214。所述采样器207中包括AD转换器204a,
204b,204c,204d、存储器205a,205b,205c,205d、插值运算器206a,206b,206c,206d；所述自适应滤波器210中包括FIR滤波器208a,208b,208c,208d、自适应系数更新单元209、加法器
215。图10为光学头202所搭载的检测器的示例，向信息记录媒介201照射的光斑分为4个区域进行检测。在不同区域检测到的信号，其相邻轨道的串扰量和前后记录标记的干扰量也有所差别。适当地将光斑分成多个区域，再将得到的读取信号进行适当运算处理，就可以减小相邻轨道的串扰和前后记录标记的干扰。
[0130] 具体地，本实施方式中以4个区域为例，但分割区域数可以不局限于4个。光学头202读取信息记录媒介201上记录的信息，在4个区域的检测器上分别独立输出。
[0131] 前置放大器203a,203b,203c,203d将光学头202输出的4个模拟读取信号以特定的增益进行增幅，再输入到采样器207中。采样器207以读取时钟生成单元212的输出作为读取时钟周期，将前置放大器203a,203b,203c,203d的输出进行采样，生成数字信号输入到自适应滤波器210中。采样器207由AD转换器204a,204b,204c,204d、存储器205a,205b,205c,
205d、插值运算器206a,206b,206c,206d构成。
[0132] 前置放大器203a,203b,203c,203d的输出经过AD转换器204a,204b,204c,204d进行AD转换后，依次存储至存储器205a,205b,205c,205d中。根据读取时钟生成单元212的输出操控存储器205a,205b,205c,205d的读取地址，将存储器205a,205b,205c,205d中存储的AD转换数据读出，输入到插值运算器206a,206b,206c,206d中。
[0133] 插值运算器206a,206b,206c,206d使用从存储器205a,205b,205c,205d中读出的数据，基于读取时钟生成单元212输出的读取时钟周期，将前置放大器203a,203b,203c,
203d的输出进行采样并输出。
[0134] 插值运算器206a,206b,206c,206d的动作和第一具体实施方式中相同。读取时钟生成单元212的输出显示为第k‑1次AD转换的时间之后ΔT时间时，插值运算器的输出为mem(k‑1)+(mem(k)‑mem(k‑1))·ΔT/T。其中mem(k)为存储了第k个AD转换数据的存储器的值，T为AD转换周期。另外，上式的插值处理是线性插值，也可以使用其他的插值处理方法。
[0135] 图2中的采样器207是由AD转换器204a,204b,204c,204d、存储器205a,205b,205c,205d和插值运算器206a,206b,206c,206d构成，也可以只由AD转换器204a,204b,204c,
204d、或由AD转换器204a,204b,204c,204d和存储器205a,205b,205c,205d构成。
[0136] 采样时序的变化幅度很小时，或者采样时序不需要很高精度时，可以由AD转换器204a,204b,204c,204d、或由AD转换器204a,204b,204c,204d和存储器205a,205b,205c,
205d构成，以减小电路规模。
[0137] 另外所述存储器是由存储器205a,205b,205c,205d4个存储器构成，也可以采用1个存储器分成4个区域存储AD转换器204a,204b,204c,204d的数据。
[0138] 采样器207的输出通过自适应滤波器210进行波形整形，输入到最大似然解码器213中。目标信号生成单元214使用最大似然解码器213的输出生成目标信号，为了使自适应滤波器210的输出更加接近目标生成单元214所生成的目标信号，自适应滤波器210逐次改变其滤波器特性。
[0139] 自适应滤波器210是由FIR滤波器208a,208b,208c,208d、自适应系数更新单元209和加法器215构成。且FIR滤波器208a,208b,208c,208d的输出ya(n),yb(n),yc(n),yd(n)如下式：
[0140] ya(n)＝kaN xa(n‑N)+…+kam xa(n‑m)+…+ka1 xa(n‑1)+ka0 xa(n)
[0141] yb(n)＝kbN xb(n‑N)+…+kbm xb(n‑m)+…+kb1 xb(n‑1)+kb0 xb(n)
[0142] yc(n)＝kcN xc(n‑N)+…+kcm xc(n‑m)+…+kc1 xc(n‑1)+kc0 xc(n)
[0143] yd(n)＝kdN xd(n‑N)+…+kdm xd(n‑m)+…+kd1 xd(n‑1)+kd0 xd(n)
[0144] 其中，xa(n),xb(n),xc(n),xd(n)分别为FIR滤波器208a,208b,208c,208d的第n个滤波器的输入，kaN,…,kam,…,ka0为滤波器208a的系数，kbN,…,kbm,…,kb0为滤波器208b的系数，kcN,…,kcm,…,kc0为滤波器208c的系数，kdN,…,kdm,…,kd0为滤波器208d的系数。
[0145] 加法器215的输出，即自适应滤波器210的输出y(n)如下式：
[0146] y(n)＝ya(n)+yb(n)+yc(n)+yd(n)
[0147] d(n)为目标信号生成单元214的输出，则d(n)和自适应滤波器210的输出y(n)的误差e(n)的关系如下式：
[0148] e(n)＝d(n)‑y(n)
[0149] FIR滤波器208a,208b,208c,208d的系数如下式所示，依次进行更新：
[0150] kam(n+1)＝kam(n)+μe(n)xa(n‑m)
[0151] kbm(n+1)＝kbm(n)+μe(n)xb(n‑m)
[0152] kcm(n+1)＝kcm(n)+μe(n)xc(n‑m)
[0153] kdm(n+1)＝kdm(n)+μe(n)xd(n‑m)
[0154] 式中：μ为增益系数，根据稳定性和收敛速度设定合适的值。
[0155] 从信息记录媒介中读取的模拟读取信号的信噪比(SNR)很差时，或者最大似然解码器的最大似然解码结果错误很多时，FIR滤波器208a,208b,208c,208d的输出ya(n),yb
(n),yc(n),yd(n)或者目标信号生成单元214的输出d(n)中会有噪音，可以通过设置合适的μ值，使FIR滤波器208a,208b,208c,208d的系数缓慢发生变化，从而能够减小噪声的影响。
[0156] 上述实施例的自适应算法包括但不仅限于LMS自适应算法，此处也可使用其他自适应算法。最大似然解码器213将自适应滤波器210输出的整形后的数字读取信号进行最大似然解码，解码结果作为数字数据输出。最大似然解码器213可以使用比如Viterbi解码器。
最大似然解码器213输出的数据在进行解调、错误纠正等处理后得到的数字数据即为最后读取到的信息记录媒介201中记录的信息。所述滤波器系数运算单元211将自适应滤波器
210的滤波器系数进行运算，生成读取时钟的相位误差信息。
[0157] 具体地，根据信号的采样时序误差为0时，滤波器系数以中心抽头为轴左右对称的特性，通过计算中心抽头两侧对称位置的抽头对的系数之差，可以求出信号的采样时序误差信息，即相位误差信息。
[0158] FIR滤波器208a,208b,208c,208d抽头数为25时，第13个抽头ka12、kb12、kc12、kd12分别为中心抽头。
[0159] 中心抽头两侧对称位置的抽头对分别为：
[0160] FIR滤波器208a：
[0161] ka11和ka13、ka10和ka14、ka9和ka15、ka8和ka16、ka7和ka17、ka6和ka18、ka5和ka19、ka4和ka20、ka3和ka21、ka2和ka22、ka1和ka23、ka0和ka24。
[0162] FIR滤波器208b：
[0163] kb11和kb13、kb10和kb14、kb9和kb15、kb8和kb16、kb7和kb17、kb6和kb18、kb5和kb19、kb4和kb20、kb3和kb21、kb2和kb22、kb1和kb23、kb0和kb24。
[0164] FIR滤波器208c：
[0165] kc11和kc13、kc10和kc14、kc9和kc15、kc8和kc16、kc7和kc17、kc6和kc18、kc5和kc19、kc4和kc20、kc3和kc21、kc2和kc22、kc1和kc23、kc0和kc24。
[0166] FIR滤波器208d：
[0167] kd11和kd13、kd10和kd14、kd9和kd15、kd8和kd16、kd7和kd17、kd6和kd18、kd5和kd19、kd4和kd20、kd3和kd21、kd2和kd22、kd1和kd23、kd0和kd24。
[0168] 其中，使用至少1个FIR滤波器的至少1组中心抽头两侧对称的抽头对计算差值，作为相位误差信息。
[0169] 比如，使用FIR滤波器208a,208b,208c,208d中心抽头两侧±1位置的系数时，滤波器系数运算单元211的输出为(ka11‑ka13)+(kb11‑kb13)+(kc11‑kc13)+(kd11‑kd13)。
[0170] 比如，使用FIR滤波器208a,208b,208c,208d中心抽头两侧±1和±2位置的滤波器系数时，滤波器系数运算单元211的输出为
[0171] ((ka11‑ka13)+(ka10‑ka14))+((kb11‑kb13)+(kb10‑kb14))+((kc11‑kc13)+(kc10‑kc14))+((kd11‑kd13)+(kd10‑kd14))。
[0172] 比如，使用FIR滤波器208a,208b中心抽头两侧±1位置的滤波器系数时，滤波器系数运算单元211的输出为(ka11‑ka13)+(kb11‑kb13)
[0173] 另外，在使用多个FIR滤波器系数时，也可以在每个FIR滤波器系数中加入权重，来修正光学头201的每个光检测器检测灵敏度的误差和光斑分区不同造成的检测特性的误差。
[0174] 另外，也可以根据中心抽头两侧的距离，在FIR滤波器系数中加入权重，通过合适的加权计算，可以扩大相位误差的检测范围，也可以改善相位误差和滤波器系数运算单元211的输出之间的线性关系。
[0175] 比如，使用FIR滤波器208a,208b,208c,208d中心抽头两侧±1和±2位置的滤波器系数时，在每个FIR滤波器以及距离中心抽头不同位置的系数加上权重后，滤波器系数运算单元211的输出为：
[0176] A(a(ka11‑ka13)+b(ka10‑ka14))+B(a(kb11‑kb13)+b(kb10‑kb14))+C(a(kc11‑kc13)+b(kc10‑kc14))+D(a(kd11‑kd13)+b(kd10‑kd14))，其中A,B,C,D,a,b为加权系数。
[0177] 以本实施方式将光学头202的光检测器分为多个区域时，光检测器的多个输出之间的时间差几乎为0，所以不需要对每个光检出器计算相位误差信息。滤波器系数运算单元
211可以通过一种简单的方法生成相位误差信息，即计算构成自适应滤波器210的至少1个FIR滤波器的至少1组中心抽头两侧对称位置的抽头对的系数差。另外，即使在读取的模拟读取信号的信噪比(SNR)很差或者最大似然解码器的解码结果错误较多时，由于LMS等自适应算法的存在，自适应滤波器的系数也会变化得很缓慢，减小了模拟读取信号的噪声或者最大似然解码错误的影响。
[0178] 读取时钟生成单元212根据滤波器系数运算单元211的输出生成读取时钟周期，即采样时序信息。读取时钟生成单元的构成和动作与第一种具体实施方式中的相同。采样器207有4个输入，全部基于滤波器系数运算单元211的输出，采用相同的时序进行采样。
[0179] 在上述的本实施方式中的光盘读取装置在光学头的光检测器分成多个区域的条件下，通过计算构成自适应滤波器的至少1个FIR滤波器的至少1组中心抽头两侧对称位置的抽头对的系数差，能够以一种简单的方法生成线性关系很好的稳定的相位误差信息，而且在从信息记录媒介上读取的模拟读取信号的信噪比(SNR)很差或者最大似然解码器的解码结果错误较多的条件下，也能通过自适应滤波器的自适应算法(如LMS)使系数变化变得平缓，模拟读取信号的噪音和最大似然解码器的错误不直接反映到相位误差信息中，从而能稳定地生成读取时钟。
[0180] 实施例3：一种带有串扰消除功能的光盘读取装置，在轨道密度变高、相邻轨道的串扰信号影响变得明显时，能够通过计算目标轨道的读取信号和其相邻轨道的读取信号的差的方式，减小串扰的影响。
[0181] 图3为本发明的第三种具体实施方式中的光盘读取装置结构的方框图。
[0182] 信息记录媒介301为记录和读取光学信息的信息记录媒介。
[0183] 图3的光盘读取装置中，包含有光学头302、前置放大器303a,303b,303c、采样器307a,307b,307c、自适应滤波器310、滤波器系数运算单元311a,311b,311c、读取时钟生成单元312a,312b,312c、最大似然解码器313、目标信号生成单元314。所述采样器307a中包括AD转换器304a、存储器305a、插值运算器306a；所述采样器307b中包括AD转换器304b、存储器305b、插值运算器306b；所述采样器307c中包括AD转换器304c、存储器305c、插值运算器
306c；所述自适应滤波器310中包括FIR滤波器308a,308b,308c、自适应系数更新单元309、加法器315。
[0184] 光学头302向信息记录媒介301发出分成三部分的光束，分别输出信息记录媒介301的读取目标轨道的信号和与目标轨道左右相邻的轨道的信号。读取目标轨道的信号中包含左右相邻轨道的串扰成分。为了减少串扰成分，从读取目标轨道的信号中减去左右相邻轨道的信号，以减小串扰的影响。
[0185] 然而，读取目标轨道的信号、读取目标轨道左侧相邻轨道的信号、读取目标轨道右侧相邻轨道的信号分别是由独立的光束读取，三个信号的时间关系会发生错位。为了能使读取目标轨道的信号和与目标轨道相邻的轨道的信号相减之后能够达到减小串扰影响的效果，需要使读取目标轨道的信号、读取目标轨道左侧相邻轨道的信号、读取目标轨道右侧相邻轨道的信号分别使用独立的时序进行采样，以使三个信号的时间关系不发生错位。
[0186] 光学头302读取到的信息记录媒介301上读取目标轨道的信号通过前置放大器303a以特定的增益进行增幅，再输入到采样器307a中。
[0187] 光学头302读取到的信息记录媒介301上读取目标轨道左侧相邻轨道的信号通过前置放大器303b以特定的增益进行增幅，再输入到采样器307b中。
[0188] 光学头302读取到的信息记录媒介301上读取目标轨道右侧相邻轨道的信号通过前置放大器303c以特定的增益进行增幅，再输入到采样器307c中。
[0189] 采样器307a以读取时钟生成单元312a的输出作为读取时钟周期，将前置放大器303a的输出进行采样，生成数字信号输入到FIR滤波器308a中。
[0190] 采样器307b以读取时钟生成单元312b的输出作为读取时钟周期，将前置放大器303b的输出进行采样，生成数字信号输入到FIR滤波器308b中。
[0191] 采样器307c以读取时钟生成单元312c的输出作为读取时钟周期，将前置放大器303c的输出进行采样，生成数字信号输入到FIR滤波器308c中。
[0192] 采样器307a由AD转换器304a、存储器305a、插值运算器306a构成。
[0193] 前置放大器303a的输出经过AD转换器304a进行AD转换后，依次存储至存储器305a中。根据读取时钟生成单元312a的输出操控存储器305a的读取地址，将存储器305a中存储的AD转换数据读出，输入到插值运算器306a中。插值运算器306a使用从存储器305a中读出的数据，基于读取时钟生成单元312a输出的读取时钟周期，将前置放大器303a的输出进行采样并输出。
[0194] 采样器307b由AD转换器304b、存储器305b、插值运算器306b构成。
[0195] 前置放大器303b的输出经过AD转换器304b进行AD转换后，依次存储至存储器305b中。根据读取时钟生成单元312b的输出操控存储器305b的读取地址，将存储器305b中存储的AD转换数据读出，输入到插值运算器306b中。插值运算器306b使用从存储器305b中读出的数据，基于读取时钟生成单元312b输出的读取时钟周期，将前置放大器303b的输出进行采样并输出。
[0196] 采样器307c由AD转换器304c、存储器305c、插值运算器306c构成。
[0197] 前置放大器303c的输出经过AD转换器304c进行AD转换后，依次存储至存储器305c中。根据读取时钟生成单元312c的输出操控存储器305c的读取地址，将存储器305c中存储的AD转换数据读出，输入到插值运算器306c中。插值运算器306c使用从存储器305c中读出的数据，基于读取时钟生成单元312c输出的读取时钟周期，将前置放大器303c的输出进行采样并输出。
[0198] 插值运算器306a,306b,306c的动作和第一具体实施方式中相同。读取时钟生成单元312a,312b,312c的输出显示为第k‑1次AD转换的时间之后ΔT时间时，插值运算器的输出为mem(k‑1)+(mem(k)‑mem(k‑1))·ΔT/T。其中mem(k)为存储了第k个AD转换数据的存储器的值，T为AD转换周期。
[0199] 另外，上式的插值处理是线性插值，也可以使用其他的插值处理方法。
[0200] 图3中的采样器307a,307b,307c是由AD转换器304a,304b,304c、存储器305a,305b,305c和插值运算器306a,306b,306c构成，也可以只由AD转换器304a,304b,304c、或由AD转换器304a,304b,304c和存储器305a,305b,305c构成。
[0201] 采样时序的变化幅度很小时，或者采样时序不需要很高精度时，可以由AD转换器304a,304b,304c、或由AD转换器304a,304b,304c和存储器305a,305b,305c构成，以减小电路规模。
[0202] 另外所述存储器是由存储器305a,305b,305c 3个存储器构成，也可以采用1个存储器分成3个区域存储AD转换器304a,304b,304c的数据。
[0203] 在自适应滤波器310中，采样器307a,307b,307c的输出通过FIR滤波器308a,308b,308c进行波形整形，由加法器315进行加和后输入到最大似然解码器313中。
[0204] FIR滤波器308a中输入的是包含了左右相邻轨道串扰成分的读取目标轨道信号，FIR滤波器308b,308c中输入的分别是读取目标轨道左右相邻两轨道的读取信号。
[0205] 目标信号生成单元314使用最大似然解码器313的输出生成目标信号，为了使FIR滤波器308a,308b,308c的输出更加接近目标生成单元314所生成的目标信号，滤波器特性逐次发生改变。从结果上看，FIR滤波器308a,308b,308c的滤波器特性自适应地从FIR滤波器308a,308b,308c加和的信号中除去了相邻轨道的串扰成分。
[0206] 自适应滤波器310是由FIR滤波器308a,308b,308c、自适应系数更新单元309和加法器315构成。
[0207] FIR滤波器308a,308b,308c的输出ya(n),yb(n),yc(n)如下式：
[0208] ya(n)＝kaN xa(n‑N)+…+kam xa(n‑m)+…+ka1 xa(n‑1)+ka0 xa(n)
[0209] yb(n)＝kbN xb(n‑N)+…+kbm xb(n‑m)+…+kb1 xb(n‑1)+kb0 xb(n)
[0210] yc(n)＝kcN xc(n‑N)+…+kcm xc(n‑m)+…+kc1 xc(n‑1)+kc0 xc(n)
[0211] xa(n),xb(n),xc(n)分别为FIR滤波器308a,308b,308c的第n个滤波器的输入，kaN,…,kam,…,ka0为滤波器308a的系数，kbN,…,kbm,…,kb0为滤波器308b的系数，kcN,…,kcm,…,kc0为滤波器308c的系数。
[0212] 加法器315的输出，即自适应滤波器310的输出y(n)如下式：
[0213] y(n)＝ya(n)+yb(n)+yc(n)
[0214] d(n)为目标信号生成单元314的输出，则d(n)和自适应滤波器310的输出y(n)的误差e(n)的关系如下式：
[0215] e(n)＝d(n)‑y(n)
[0216] FIR滤波器308a,308b,308c的系数如下式所示，依次进行更新：
[0217] kam(n+1)＝kam(n)+μe(n)xa(n‑m)
[0218] kbm(n+1)＝kbm(n)+μe(n)xb(n‑m)
[0219] kcm(n+1)＝kcm(n)+μe(n)xc(n‑m)
[0220] 式中：μ为增益系数，根据稳定性和收敛速度设定合适的值。
[0221] 从信息记录媒介301中读取的模拟读取信号的信噪比(SNR)很差时，或者最大似然解码器313的最大似然解码结果错误很多时，FIR滤波器308a,308b,308c的输出ya(n),yb(n),yc(n)或者目标信号生成单元314的输出d(n)中会有噪音，可以通过设置合适的μ值，使FIR滤波器308a,308b,308c的系数缓慢发生变化，从而能够减小噪声的影响。
[0222] 上述实施例的自适应算法为LMS，此处也可使用其他自适应算法。
[0223] 最大似然解码器313将自适应滤波器310输出的整形后的数字读取信号进行最大似然解码，解码结果作为数字数据输出。
[0224] 最大似然解码器313可以使用比如Viterbi解码器。最大似然解码器313输出的数据在进行解调、错误纠正等处理后得到的数字数据即为最后读取到的信息记录媒介301中记录的信息。
[0225] 滤波器系数运算单元311a将FIR滤波器308a的滤波器系数进行运算，生成采样器307a所使用的读取时钟的相位误差信息。滤波器系数运算单元311b将FIR滤波器308b的滤波器系数进行运算，生成采样器307b所使用的读取时钟的相位误差信息。滤波器系数运算单元311c将FIR滤波器308c的滤波器系数进行运算，生成采样器307c所使用的读取时钟的相位误差信息。
[0226] 具体地，根据信号的采样时序误差为0时，滤波器系数以中心抽头为轴左右对称的特性，通过计算中心抽头两侧对称位置的抽头对的系数之差，可以求出信号的采样时序误差信息，即相位误差信息。
[0227] FIR滤波器308a,308b,308c抽头数为25时，第13个抽头ka12、kb12、kc12分别为中心抽头。
[0228] 在FIR滤波器308a中，中心抽头两侧对称位置的抽头对分别为：
[0229] ka11和ka13、ka10和ka14、ka9和ka15、ka8和ka16、ka7和ka17、ka6和ka18、ka5和ka19、ka4和ka20、ka3和ka21、ka2和ka22、ka1和ka23、ka0和ka24。
[0230] 滤波器系数运算单元311a使用至少1组中心抽头两侧对称的抽头对计算差值，作为相位误差信息。
[0231] 比如，使用中心抽头两侧±1位置的系数时，滤波器系数运算单元311a的输出为ka11‑ka13。
[0232] 比如，使用中心抽头两侧±1和±2位置的系数时，滤波器系数运算单元311a的输出为(ka11‑ka13)+(ka10‑ka14)。
[0233] 在FIR滤波器308b中，中心抽头两侧对称位置的抽头对分别为：
[0234] kb11和kb13、kb10和kb14、kb9和kb15、kb8和kb16、kb7和kb17、kb6和kb18、kb5和kb19、kb4和kb20、kb3和kb21、kb2和kb22、kb1和kb23、kb0和kb24。
[0235] 滤波器系数运算单元311b使用至少1组中心抽头两侧对称的抽头对计算差值，作为相位误差信息。
[0236] 比如，使用中心抽头两侧±1位置的系数时，滤波器系数运算单元311b的输出为kb11‑kb13。
[0237] 比如，使用中心抽头两侧±1和±2位置的系数时，滤波器系数运算单元311b的输出为(kb11‑kb13)+(kb10‑kb14)。
[0238] 在FIR滤波器308c中，中心抽头两侧对称位置的抽头对分别为：
[0239] kc11和kc13、kc10和kc14、kc9和kc15、kc8和kc16、kc7和kc17、kc6和kc18、kc5和kc19、kc4和kc20、kc3和kc21、kc2和kc22、kc1和kc23、kc0和kc24。
[0240] 滤波器系数运算单元311c使用至少1组中心抽头两侧对称的抽头对计算差值，作为相位误差信息。
[0241] 比如，使用中心抽头两侧±1位置的系数时，滤波器系数运算单元311c的输出为kc11‑kc13。
[0242] 比如，使用中心抽头两侧±1和±2位置的系数时，滤波器系数运算单元311c的输出为(kc11‑kc13)+(kc10‑kc14)。
[0243] 另外，可以根据中心抽头两侧的距离，在FIR滤波器系数中加入权重，通过合适的加权计算，可以扩大相位误差的检测范围，也可以改善相位误差和滤波器系数运算单元311a,311b,311c的输出的线性关系。
[0244] 图3的具体实施方式中，读取目标轨道的信号、读取目标轨道左侧相邻轨道的信号、读取目标轨道右侧相邻轨道的信号分别为独立的单个信号。也可以如具体实施方式2，分别将各个轨道的检测器分成多个，每个轨道输出多个读取信号。此时每个轨道的读取信号都有多个FIR滤波器，然后对每个轨道进行分组，每一组的滤波器系数运算单元都在组内使用至少1个FIR滤波器的至少1组中心抽头两侧对称位置的抽头对计算其系数差，作为相位误差信息。
[0245] 在使用多个FIR滤波器系数时，也可以在每个FIR滤波器系数中加入权重，来修正光学头301的每个光检测器检测灵敏度的误差和光斑分区不同造成的检测特性的误差。
[0246] 以本实施方式将光学头302的光束分为多个束时，读取目标轨道的信号、读取目标轨道左侧相邻轨道的信号、读取目标轨道右侧相邻轨道的信号分分别使用独立的光束读取时，由于读取目标轨道的信号、读取目标轨道左侧相邻轨道的信号、读取目标轨道右侧相邻轨道的信号分别独立地检测相位误差信息，独立地进行采样，各个信号的时间关系不会出现错位，能够达到充分减小读取目标轨道信号中包含的相邻轨道的串扰成分的目的。
[0247] 滤波器系数运算单元311a,311b,311c可以通过一种简单的方法，独立地计算并生成读取目标轨道的信号、读取目标轨道左侧相邻轨道的信号、读取目标轨道右侧相邻轨道的信号的相位误差信息，即计算构成自适应滤波器310的FIR滤波器308a,308b,308c的至少1组中心抽头两侧对称位置的抽头对的系数差。另外，即使在读取的模拟读取信号的信噪比(SNR)很差或者最大似然解码器的解码结果错误较多时，由于LMS等自适应算法的存在，自适应滤波器的系数也会变化得很缓慢，减小了模拟读取信号的噪声或者最大似然解码错误的影响。
[0248] 读取时钟生成单元312a,312b,312c根据滤波器系数运算单元311a,311b,311c的输出生成读取时钟周期，即采样时序信息。读取时钟生成单元的构成和动作与第一种具体实施方式中的相同。采样器307a,307b,307c基于滤波器系数运算单元311a,311b,311c的输出，各自独立采用最佳时序进行采样。
[0249] 在上述的本实施方式中，光盘读取装置为了减小轨道密度提升所带来的相邻轨道串扰的影响，光学头将读取目标轨道信号和与其相邻的轨道的信号分别以独立的光束读取，在此条件下，通过分别计算各个读取信号的构成自适应滤波器的FIR滤波器的至少1组中心抽头两侧对称位置的抽头对的系数差，能够以一种简单的方法生成线性关系很好的稳定的相位误差信息，而且由于各个读取信号相互独立地进行采样，每个读取信号的时间关系在不发生错位的条件下能够进行高精度的相邻轨道串扰成分削减。
[0250] 实施例4：一种带有串扰消除功能的光盘读取装置，在轨道密度变高、相邻轨道的串扰信号影响变得明显时，能够通过计算目标轨道的读取信号和其相邻轨道的读取信号的差的方式，减小串扰的影响。
[0251] 图4为本发明的第四种具体实施方式中的光盘读取装置结构的方框图。
[0252] 信息记录媒介401为记录和读取光学信息的信息记录媒介。
[0253] 图4的光盘读取装置中，包含有光学头402、前置放大器403、采样器407a,407b,407c、自适应滤波器410、滤波器系数运算单元411a,411b,411c、读取时钟生成单元412a,
412b,412c、最大似然解码器413、目标信号生成单元414。AD转换器404为采样器407a,407b,
407c共用AD转换器。所述采样器407a中包括AD转换器404、存储器405a、插值运算器406a；所述采样器407b中包括AD转换器404、存储器405b、插值运算器406b；所述采样器407c中包括AD转换器404、存储器405c、插值运算器406c；所述自适应滤波器410中包括FIR滤波器408a,
408b,408c、自适应系数更新单元409、加法器415。
[0254] 光学头402向信息记录媒介401发出光束，输出信息记录媒介401的读取信号；光学头402读取的信息记录媒介401的读取信号经过前置放大器403以特定增益进行增幅，输入到AD转换器404中；通过光学头402的移动，可以向目标轨道发射光束并读取信号。
[0255] 向读取目标轨道发射光束，AD转换器404的输出依次存储在存储器405a中；向读取目标轨道左侧相邻轨道发射光束，AD转换器404的输出依次存储在存储器405b中；向读取目标轨道右侧相邻轨道发射光束，AD转换器404的输出依次存储在存储器405c中。
[0256] 数据读取时，将存储器405a中存储的读取目标轨道的信号以读取时钟生成单元412a的输出为读取时钟周期，在存储器405a、插值运算器406a中采样并输出数字读取信号输入到FIR滤波器408a中。
[0257] 同时，将存储器405b中存储的读取目标轨道左侧相邻轨道的信号以读取时钟生成单元412b的输出为读取时钟周期，在存储器405b、插值运算器406b中采样并输出数字读取信号输入到FIR滤波器408b中；将存储器405c中存储的读取目标轨道右侧相邻轨道的信号以读取时钟生成单元412c的输出为读取时钟周期，在存储器405c、插值运算器406c中采样并输出数字读取信号输入到FIR滤波器408c中。
[0258] 插值运算器406a,406b,406c的动作和第一具体实施方式中相同。读取时钟生成单元412a,412b,412c的输出显示为第k‑1次AD转换的时间之后ΔT时间时，插值运算器的输出为mem(k‑1)+(mem(k)‑mem(k‑1))·ΔT/T。其中mem(k)为存储了第k个AD转换数据的存储器的值，T为AD转换周期。
[0259] 另外，上式的插值处理是线性插值，也可以使用其他的插值处理方法。
[0260] 图4中的采样器407a是由AD转换器404、存储器405a和插值运算器406a构成，也可以只由AD转换器404、或由AD转换器404和存储器405a构成。
[0261] 采样时序的变化幅度很小时，或者采样时序不需要很高精度时，可以由AD转换器404、或由AD转换器404和存储器405a构成，以减小电路规模。
[0262] 图4中的采样器407b,407c是由AD转换器404、存储器405b,405c和插值运算器406b,406c构成，也可以只由AD转换器404、或由AD转换器404和存储器405b,405c构成。采样时序的变化幅度很小时，或者采样时序不需要很高精度时，可以由AD转换器404、或由AD转换器404和存储器405b,405c构成，以减小电路规模。另外，所述存储器是由存储器405a,
405b,405c 3个存储器构成，也可以采用1个存储器分成3个区域存储AD转换器405a,405b,
405c的数据。
[0263] 在自适应滤波器410中，采样器407a,407b,407c的输出通过FIR滤波器408a,408b,408c进行波形整形，由加法器415进行加和后输入到最大似然解码器413中；FIR滤波器408a中输入的是包含了左右相邻轨道串扰成分的读取目标轨道信号，FIR滤波器408b,408c中输入的分别是读取目标轨道左右相邻两轨道的读取信号。
[0264] 目标信号生成单元414使用最大似然解码器413的输出生成目标信号，为了使FIR滤波器408a,408b,408c的输出更加接近目标生成单元414所生成的目标信号，滤波器特性逐次发生改变。从结果上看，FIR滤波器408a,408b,408c的滤波器特性自适应地从FIR滤波器408a,408b,408c加和的信号中除去了相邻轨道的串扰成分；自适应滤波器410是由FIR滤波器408a,408b,408c、自适应系数更新单元409和加法器415构成。
[0265] FIR滤波器408a,408b,408c的输出ya(n),yb(n),yc(n)如下式：
[0266] ya(n)＝kaN xa(n‑N)+…+kam xa(n‑m)+…+ka1 xa(n‑1)+ka0 xa(n)
[0267] yb(n)＝kbN xb(n‑N)+…+kbm xb(n‑m)+…+kb1 xb(n‑1)+kb0 xb(n)
[0268] yc(n)＝kcN xc(n‑N)+…+kcm xc(n‑m)+…+kc1 xc(n‑1)+kc0 xc(n)
[0269] 其中，xa(n),xb(n),xc(n)分别为FIR滤波器408a,408b,408c的第n个滤波器的输入，kaN,…,kam,…,ka0为滤波器408a的系数，kbN,…,kbm,…,kb0为滤波器408b的系数，kcN,…,kcm,…,kc0为滤波器408c的系数。
[0270] 加法器415的输出，即自适应滤波器410的输出y(n)如下式：
[0271] y(n)＝ya(n)+yb(n)+yc(n)
[0272] 定义d(n)为目标信号生成单元414的输出，则d(n)和自适应滤波器410的输出y(n)的误差e(n)的关系如下式：
[0273] e(n)＝d(n)‑y(n)
[0274] FIR滤波器408a,408b,408c的系数如下式所示，依次进行更新：
[0275] kam(n+1)＝kam(n)+μe(n)xa(n‑m)
[0276] kbm(n+1)＝kbm(n)+μe(n)xb(n‑m)
[0277] kcm(n+1)＝kcm(n)+μe(n)xc(n‑m)
[0278] 式中：μ为增益系数，根据稳定性和收敛速度设定合适的值。
[0279] 从信息记录媒介401中读取的模拟读取信号的信噪比(SNR)很差时，或者最大似然解码器413的最大似然解码结果错误很多时，FIR滤波器408a,408b,408c的输出ya(n),yb(n),yc(n)或者目标信号生成单元414的输出d(n)中会有噪音，可以通过设置合适的μ值，使FIR滤波器408a,408b,408c的系数缓慢发生变化，从而能够减小噪声的影响。
[0280] 上述实施例的自适应算法为LMS，此处也可使用其他自适应算法。
[0281] 最大似然解码器413将自适应滤波器410输出的整形后的数字读取信号进行最大似然解码，解码结果作为数字数据输出。最大似然解码器413可以使用比如Viterbi解码器。
最大似然解码器413输出的数据在进行解调、错误纠正等处理后得到的数字数据即为最后读取到的信息记录媒介401中记录的信息。
[0282] 滤波器系数运算单元411a将FIR滤波器408a的滤波器系数进行运算，生成采样器407a所使用的读取时钟的相位误差信息；滤波器系数运算单元411b将FIR滤波器408b的滤波器系数进行运算，生成采样器407b所使用的读取时钟的相位误差信息；滤波器系数运算单元411c将FIR滤波器408c的滤波器系数进行运算，生成采样器407c所使用的读取时钟的相位误差信息。
[0283] 具体地，根据信号的采样时序误差为0时，滤波器系数以中心抽头为轴左右对称的特性，通过计算中心抽头两侧对称位置的抽头对的系数之差，可以求出信号的采样时序误差信息，即相位误差信息。
[0284] FIR滤波器408a,408b,408c抽头数为25时，第13个抽头ka12、kb12、kc12分别为中心抽头。
[0285] 在FIR滤波器408a中，中心抽头两侧对称位置的抽头对分别为：
[0286] ka11和ka13、ka10和ka14、ka9和ka15、ka8和ka16、ka7和ka17、ka6和ka18、ka5和ka19、ka4和ka20、ka3和ka21、ka2和ka22、ka1和ka23、ka0和ka24。
[0287] 滤波器系数运算单元411a使用至少1组中心抽头两侧对称的抽头对计算差值，作为相位误差信息。
[0288] 比如，使用中心抽头两侧±1位置的系数时，滤波器系数运算单元411a的输出为ka11‑ka13。
[0289] 比如，使用中心抽头两侧±1和±2位置的系数时，滤波器系数运算单元411a的输出为(ka11‑ka13)+(ka10‑ka14)。
[0290] 在FIR滤波器408b中，中心抽头两侧对称位置的抽头对分别为：
[0291] kb11和kb13、kb10和kb14、kb9和kb15、kb8和kb16、kb7和kb17、kb6和kb18、kb5和kb19、kb4和kb20、kb3和kb21、kb2和kb22、kb1和kb23、kb0和kb24。
[0292] 滤波器系数运算单元411b使用至少1组中心抽头两侧对称的抽头对计算差值，作为相位误差信息。比如，使用中心抽头两侧±1位置的系数时，滤波器系数运算单元411b的输出为kb11‑kb13。比如，使用中心抽头两侧±1和±2位置的系数时，滤波器系数运算单元
411b的输出为(kb11‑kb13)+(kb10‑kb14)。
[0293] 在FIR滤波器408c中，中心抽头两侧对称位置的抽头对分别为：
[0294] kc11和kc13、kc10和kc14、kc9和kc15、kc8和kc16、kc7和kc17、kc6和kc18、kc5和kc19、kc4和kc20、kc3和kc21、kc2和kc22、kc1和kc23、kc0和kc24。
[0295] 滤波器系数运算单元411c使用至少1组中心抽头两侧对称的抽头对计算差值，作为相位误差信息。
[0296] 比如，使用中心抽头两侧±1位置的系数时，滤波器系数运算单元411c的输出为kc11‑kc13。
[0297] 比如，使用中心抽头两侧±1和±2位置的系数时，滤波器系数运算单元411c的输出为(kc11‑kc13)+(kc10‑kc14)。
[0298] 另外，可以根据中心抽头两侧的距离，在FIR滤波器系数中加入权重，通过合适的加权计算，可以扩大相位误差的检测范围，也可以改善相位误差和滤波器系数运算单元411a,411b,411c的输出的线性关系。
[0299] 图4的具体实施方式中，读取目标轨道的信号、读取目标轨道左侧相邻轨道的信号、读取目标轨道右侧相邻轨道的信号分别为独立的单个信号。也可以如具体实施方式2，分别将各个轨道的检测器分成多个，每个轨道输出多个读取信号。此时每个轨道的读取信号都有多个FIR滤波器，然后对每个轨道进行分组，每一组的滤波器系数运算单元都在组内使用至少1个FIR滤波器的至少1组中心抽头两侧对称位置的抽头对计算其系数差，作为相位误差信息。
[0300] 在使用多个FIR滤波器系数时，也可以在每个FIR滤波器系数中加入权重，来修正光学头401的每个光检测器检测灵敏度的误差和光斑分区不同造成的检测特性的误差。
[0301] 图11为本具体实施方式中相邻轨道串扰影响的改善效果。
[0302] 横坐标为读取信号的信噪比(SNR)，纵坐标为误码率。相同SNR时误码率越低，改善效果越好。
[0303] 图11的4条折线分别表示在本具体实施方式中的读取目标轨道信号、以及读取目标轨道信号与左右相邻轨道信号有2T、4T、8T的时间差时，读取目标轨道信号和左右相邻轨道信号采用相同时序进行采样时的情况。其中T为读取时钟周期。
[0304] 读取目标轨道信号和左右相邻轨道信号采用相同时序进行采样时，时间差越大，误码率越大，若采用本具体实施方式，则可以显著降低误码率。
[0305] 以本实施方式将光学头402读取到的读取目标轨道信号、读取目标轨道左右相邻轨道的信号分别存储在存储器中，再将读取目标轨道信号、读取目标轨道左右相邻轨道的信号从存储器中并行读取的条件下，由于读取目标轨道的信号、读取目标轨道左侧相邻轨道的信号、读取目标轨道右侧相邻轨道的信号分别独立地检测相位误差信息，独立地进行采样，各个信号的时间关系不会出现错位，能够达到充分减小读取目标轨道信号中包含的相邻轨道的串扰成分的目的。
[0306] 滤波器系数运算单元411a,411b,411c可以通过一种简单的方法，独立地计算并生成读取目标轨道的信号、读取目标轨道左侧相邻轨道的信号、读取目标轨道右侧相邻轨道的信号的相位误差信息，即计算构成自适应滤波器410的FIR滤波器408a,408b,408c的至少1组中心抽头两侧对称位置的抽头对的系数差。另外，即使在读取的模拟读取信号的信噪比(SNR)很差或者最大似然解码器的解码结果错误较多时，由于LMS等自适应算法的存在，自适应滤波器的系数也会变化得很缓慢，减小了模拟读取信号的噪声或者最大似然解码错误的影响。读取时钟生成单元412a,412b,412c根据滤波器系数运算单元411a,411b,411c的输出生成读取时钟周期，即采样时序信息，读取时钟生成单元的构成和动作与第一种具体实施方式中的相同；采样器407a,407b,407c基于滤波器系数运算单元411a,411b,411c的输
出，各自独立采用最佳时序进行采样。
[0307] 在上述的本实施方式中，光盘读取装置为了减小轨道密度提升所带来的相邻轨道串扰的影响，光学头将读取目标轨道信号和与其相邻的轨道的信号分别读取并存储在存储器中，然后将读取目标轨道信号和与其相邻的轨道的信号同时从存储器中读出，在此条件下，通过分别计算各个读取信号的构成自适应滤波器的FIR滤波器的至少1组中心抽头两侧对称位置的抽头对的系数差，能够以一种简单的方法生成线性关系很好的稳定的相位误差信息，而且由于各个读取信号相互独立地进行采样，每个读取信号的时间关系在不发生错位的条件下能够进行高精度的相邻轨道串扰成分削减。并且，在从信息记录媒介上读取的模拟读取信号的信噪比(SNR)很差或者最大似然解码器的解码结果错误较多的条件下，也能通过自适应滤波器的自适应算法(如LMS)使系数变化变得平缓，模拟读取信号的噪音和最大似然解码器的错误不直接反映到相位误差信息中，从而能稳定地生成读取时钟。
[0308] 进一步地，光盘读取装置在检索时光学头移动改变半径位置时，所述目标轨道的读取信号和所述相邻轨道的读取信号的时间关系发生变化，应用此构成方法，不再需要在每次检索时都计算目标轨道的读取信号和相邻轨道的读取信号之间的时间关系进行修正，而是在信号读取的处理过程中，所述目标轨道的读取信号和所述相邻轨道的读取信号自动地、独立地与各自的最佳读取时钟同步进行采样，不需要多余的处理，也不会减慢整体的处理速度。
[0309] 最后应说明的是：以上各实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述各实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分或者全部技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的范围。
