技术领域
[0001] 本发明涉及一种振荡装置(oscillation device)，更特别地，涉及一种可被用作温度至频率转换器(temperature-to-frequency converter)或温度传感器且无需任何带隙基准电路的振荡装置。
相关背景技术
[0002] 通常，振荡器用于产生具有单一频率的振荡信号，然而，这样的振荡器在具体应用中会存在一些缺陷。例如，由于总电路延迟依赖于当前温度，因此，温度至频率转换器的精度受其总电路延迟的影响。此外，传统的温度传感器需要带隙基准电路(bandgap reference circuit)来提供与温度无关的偏置电压(或电流)。而从带隙基准电路到感测元件的途经迹线可能会较长以及导致非期望的耦合和负载效应。因此，需要提出一种新颖设计来解决现有技术的一些缺陷。
具体实施方式
[0013] 以下描述为本发明实施的较佳实施例，其仅用来例举阐释本发明的技术特征，而并非用来限制本发明的范畴。在通篇说明书及权利要求书当中使用了某些词汇来指称特定的元件，所属领域技术人员应当理解，制造商可能会使用不同的名称来称呼同样的元件。因此，本说明书及权利要求书并不以名称的差异作为区别元件的方式，而是以元件在功能上的差异作为区别的基准。本发明中使用的术语“元件”、“系统”和“装置”可以是与计算机相关的实体，其中，该计算机可以是硬件、软件、或硬件和软件的结合。在以下描述和权利要求书当中所提及的术语“包含”和“包括”为开放式用语，故应解释成“包含，但不限定于…”的意思。此外，术语“耦接”意指间接或直接的电气连接。因此，若文中描述一个装置耦接于另一装置，则代表该装置可直接电气连接于该另一装置，或者透过其它装置或连接手段间接地电气连接至该另一装置。
[0014] 其中，除非另有指示，各附图的不同附图中对应的数字和符号通常涉及相应的部分。所绘制的附图清楚地说明了实施例的相关部分且并不一定是按比例绘制。
[0015] 文中所用术语“基本”或“大致”是指在可接受的范围内，本领域技术人员能够解决所要解决的技术问题，基本达到所要达到的技术效果。举例而言，“大致等于”是指在不影响结果正确性时，技术人员能够接受的与“完全等于”有一定误差的方式。
[0016] 图1是根据本发明实施例示出的一种振荡装置100的示意图。如图1所示，振荡装置100包括振荡器(oscillator)110和逻辑电路(logic circuit)120。振荡器110用于产生振荡信号SOUT。举例来说，振荡信号SOUT可以是周期性方波、周期性三角波或周期性正弦波。
逻辑电路120用于根据振荡信号SOUT控制振荡器110，使得振荡信号SOUT包括两种不同的振荡周期(例如，T1和T2)。换句话说，振荡信号SOUT可具有两种不同的振荡频率。在一些实施例中，振荡装置100可被用作温度传感器或温度至频率转换器，但本发明并不限于此。
[0017] 本发明提出的振荡装置100的详细电路结构将在以下实施例中描述。应当理解的是，这些实施例和附图仅是示例性的，而不是对本发明的限制。
[0018] 图2是根据本发明实施例示出的一种振荡器210的示意图。振荡器210可被应用于图1所示实施例的振荡装置100。在图2所示的实施例中，振荡器210可以包括运算放大器(operational amplifier，OP)230、第一电流源241、第二电流源242、吸收电流源(current sink)250、第一开关组件261、第二开关组件262、第三开关组件263、电容器C1、第一电阻R1、第二电阻R2和第三电阻R3。通常，振荡器210可以是方波发生器，用于产生包括两种不同振荡周期的振荡信号SOUT。在图2所示的实施例中，振荡信号的频率改变(或切换)可以通过改变电阻R1、R2、R3的电阻值、电容器C1的电容值或电流比例(I1:I2:I3)来实现。例如，可通过调整(或切换)电流比例(I1:I2:I3)来产生两种不同的振荡周期(例如，T1和T2)。
[0019] 运算放大器230具有正输入端、负输入端和输出端，运算放大器230的正输入端耦接于第一节点N1，运算放大器230的负输入端耦接于第二节点N2，以及，运算放大器230的输出端用于输出振荡信号SOUT。第一电流源241用于提供(supply)第一电流I1至第一节点N1。第二电流源242用于提供第二电流I2至第二节点N2。电容器C1耦接在第一节点N1和接地电压VSS之间。吸收电流源250用于从第一节点N1抽取(draw)第三电流I3。第一开关组件261耦接在吸收电流源250和接地电压VSS之间。第一开关组件261是根据振荡信号SOUT接通的(closed)或断开(opened)的，以使能(enable)或禁用(disable)吸收电流源250，换言之，第一开关组件261的接通或断开受振荡信号SOUT的控制，以使能或禁用吸收电流源250。举例来说，若振荡信号SOUT具有高逻辑电平(例如，逻辑“1”)，则第一开关组件261将被接通，以及，吸收电流源250将被使能；相反，若振荡信号SOUT具有低逻辑电平(例如，逻辑“0”)，则第一开关组件261将被断开，以及，吸收电流源250将被禁用。
[0020] 第一电阻R1耦接在第二节点N2和第三节点N3之间。第二开关组件262耦接在第三节点N3和接地电压VSS之间，用于将第三节点N3选择性地耦接于接地电压VSS。第二开关组件262是根据第一控制信号SC1接通的或断开的，换言之，第二开关组件262的接通或断开受第一控制信号SC1的控制。举例来说，若第一控制信号SC1具有高逻辑电平(例如，逻辑“1”)，则第二开关组件262将被接通，以及，第三节点N3将通过第二开关组件262连接到接地电压VSS；相反，若第一控制信号SC1具有低逻辑电平(例如，逻辑“0”)，则第二开关组件262将被断开。在替代实施例中，第二开关组件262可被移除，以及，第三节点N3直接连接到接地电压VSS，换言之，第二开关组件262是可选器件。第二电阻R2耦接在第三节点N3和第四节点N4之间。第三开关组件263耦接在第四节点N4和接地电压VSS之间，用于将第四节点N4选择性地耦接于接地电压VSS。第三开关组件263是根据第二控制信号SC2接通的或断开的，换言之，第三开关组件263的接通或断开受第二控制信号SC2的控制。举例来说，若第二控制信号SC2具有高逻辑电平(例如，逻辑“1”)，则第三开关组件263将被接通，以及，第四节点N4将直接连接到接地电压VSS；相反，若第二控制信号SC2具有低逻辑电平(例如，逻辑“0”)，则第三开关组件263将被断开。在替代实施例中，第三开关组件263可被移除，以及，第四节点N4直接连接到接地电压VSS，换言之，第三开关组件263是可选器件。第三电阻R3耦接在第四节点N4和接地电压VSS之间。为便于描述与理解，以下实施例以图2所示的电路结构展开说明，但应当说明的是，本发明并不限于该特定结构。第二开关组件262和第三开关组件263被配置为给振荡器210提供三个不同的阈值电压。当第二开关组件262和第三开关组件263都是断开的时，第一阈值电压(或称为最高阈值电压)与第一电阻R1、第二电阻R2和第三电阻R3的总电阻值成比例。当第二开关组件262是断开的以及第三开关组件263是接通的时，第二阈值电压(或称为中间阈值电压)与第一电阻R1和第二电阻R2的总电阻值成比例。当第二开关组件262是接通的以及第三开关组件263是断开的时，第一阈值电压(或称为最低阈值电压)与第一电阻R1的电阻值成比例。利用上述三个阈值电压，振荡器210可以产生包括两种不同振荡周期(T1和T2)的振荡信号SOUT。
[0021] 图3是根据本发明实施例示出的一种逻辑电路320的示意图。逻辑电路320可应用于图1所示实施例的振荡装置100。例如，逻辑电路320可以用T型锁存器(T-latch)来实现，但本发明并不限于此。在图3所示的实施例中，逻辑电路320包括反相器(inverter)370、D触发器(D flip-flop)380、第一或非门(NOR gate)391和第二或非门392。逻辑电路320根据振荡信号SOUT产生第一控制信号SC1和第二控制信号SC2，以利用负反馈机制来控制振荡器210。
[0022] 反相器370的输入端用于接收振荡信号SOUT，以及，反相器370的输出端耦接于第五节点N5。D触发器380具有数据端(D)、耦接于第五节点N5的时钟端(用三角形符号表示)、耦接于第六节点N6的输出端(Q)，以及，耦接于第七节点N7并被反馈至数据端(D)的反相输出端(Q)。第一或非门(NOR gate)391具有耦接于第六节点N6的第一输入端、耦接于第五节点N5的第二输入端和用于输出第一控制信号SC1的输出端。第二或非门392具有耦接于第五节点N5的第一输入端、耦接于第七节点N7的第二输入端和用于输出第二控制信号SC2的输出端。
[0023] 第一控制信号SC1、第二控制信号SC2与振荡信号SOUT之间的关系可以用布尔等式(1)和(2)表示如下：
[0024]
[0025]
[0026] 其中，符号SC1N+1表示第一控制信号SC1在第(N+1)个时钟周期上的逻辑电平(N为正整数)，符号SOUTN+1表示振荡信号SOUT在第(N+1)个时钟周期上的逻辑电平，符号 表示第一控制信号SC1在第N个时钟周期上的逻辑电平的反相(inverse)，符号SC2N+1表示第二个控制信号SC2在第(N+1)个时钟周期上的逻辑电平，符号 表示第二控制信号SC2在第N个时钟周期上的逻辑电平的反相。符号“”表示逻辑与。利用上述电路结构，逻辑电路320可以将振荡信号SOUT分成第一控制信号SC1和第二控制信号SC2。如图4所示，第一控制信号SC1包括振荡信号SOUT的高逻辑持续时间的其中一部分，第二控制信号SC2包括振荡信号SOUT的高逻辑持续时间的其它部分。换言之，如图4所示，第一控制信号SC1是根据与振荡信号SOUT的第一振荡周期T1相关的波形所形成的信号，第二控制信号SC2是根据与振荡信号SOUT的第二振荡周期T2相关的波形所形成的另一信号。
[0027] 图4是根据本发明实施例示出的一种信号波形示意图。横轴表示时间，纵轴表示各信号的电压电平。请一起参考图1至图4。第一控制信号SC1的高逻辑持续时间和第二控制信号SC2的高逻辑持续时间彼此交错。振荡信号SOUT包括第一振荡周期T1和第二振荡周期T2。第一振荡周期T1和第二振荡周期T2具有不同的长度，以及，它们在时间轴上交替布置(arranged alternately)。换言之，第一振荡周期T1和第二振荡周期T2是不等长的，且在时间轴上交替布置(arranged alternately)。在替代实施例中，可以对以上示出的电路结构进行调整，使得振荡信号SOUT包括如图4所示的多个连续的第一振荡周期T1和多个连续的第二振荡周期T2。例如，配合在一起的两个、三个或更多个第一振荡周期T1被布置成与配合在一起的两个、三个或更多个第二振荡周期T2相邻，这些变型实施例不影响本发明的性能。
第一振荡周期T1和第二振荡周期T2的长度可以根据等式(3)和(4)计算。
[0028]
[0029]
[0030] 其中，符号T1表示第一振荡周期T1的长度，符号T2表示第二振荡周期T2的长度，符号R2表示第二电阻R2的电阻值，符号R3表示第三电阻R3的电阻值，符号C1表示电容器C1的电容值，符号I1表示来自第一电流源241的第一电流I1的大小，符号I2表示来自第二电流源242的第二电流I2的大小，符号I3表示流向吸收电流源250的第三电流I3的大小，以及，符号D表示振荡器210的总电路延迟。
[0031] 如上所述，应当注意的是，第一振荡周期T1和第二振荡周期T2都包括振荡器210的总电路延迟D。总电路延迟D主要是由运算放大器230的传播延迟决定的，以及，总电路延迟D取决于当前的温度。当振荡装置100被配置为检测温度时，其精度会受到总电路延迟D的负面影响。
[0032] 因此，本发明实施例提出一种使用振荡装置100作为高精度的温度至频率转换器或温度传感器的新颖设计。所提出的设计可以消除或减少非期望的总电路延迟D，并提供更精准的检测结果。请参考以下等式(5)、(6)、(7)和(8)。
[0033]
[0034] 首先，将第一振荡周期T1减去第二振荡周期T2，从而，共同的总电路延迟D被消除。T1-T2可以通过高速的参考时钟(reference clock)来计数或者是使用时间至数字转换器(time-to-digital converter)来得到，具体地，本发明实施例不做任何限制。然后，第一振荡周期T1和第二振荡周期T2之间的上述差值(T1-T2)在不同的温度下测量两次。
[0035]
[0036] 其中，符号T1'表示在参考温度(reference temperature)TPR下测量的第一振荡周期T1的长度，符号T2'表示在参考温度TPR下测量的第二振荡周期T2的长度，符号ΔTDR表示T1'和T2'之间的差值，符号T1”表示在操作温度(operation temperature)TPO下测量的第一振荡周期T1的长度，符号T2”表示在操作温度TPO下测量的第二振荡周期T2的长度，符号ΔTDM表示T1”和T2”之间的差值。
[0037] 具体地，振荡装置100可以操作在测试模式(test mode)或正常模式(normal mode)下。当振荡装置100操作在测试模式下时，第一振荡周期T1'和第二振荡周期T2'之间的参考时间差(reference time difference)ΔTDR是在参考温度TPR下测量得到的。当振荡装置操作在正常模式下时，第一振荡周期T1”和第二振荡周期T2”之间的修正时间差(modified time difference)ΔTDM是在操作温度TPO下测量得到的。
[0038]
[0039] 其中，符号R2'表示在参考温度TPR下测量得到的第二电阻R2的电阻值，符号C1'表示在参考温度TPR下测量得到的电容器C1的电容值，符号R2”表示在操作温度TPO下测量得到的第二电阻R2的电阻值，符号C1”表示在操作温度TPO下测量得到的电容器C1的电容值。
[0040] 由于电流比(即， 几乎是恒定的且对温度变化不敏感，因此，修正时间差ΔTDM与参考时间差ΔTDR的比值基本上是与不同温度下测量得到的第二电阻R2和电容器C1的阻抗值相对的。若当前温度从参考温度TPR变化到操作温度TPO，则第二电阻R2的电阻值和电容器C1的电容值将与它们的原始值略有不同(即，R2”≠R2'和C1”≠C1')。参考时间差ΔTDR与在参考温度TPR下测量得到的电阻值R2'和电容值C1'的乘积成比例。修正时间差ΔTDM与在操作温度TPO下测量得到的电阻值R2”和电容值C1”的乘积成比例。
[0041]
[0042] 其中，符号TPR表示参考温度TPR的温度值，符号TPO表示操作温度TPO的温度值，符号CR1表示第二电阻R2的一阶温度系数(first-order temperature coefficient)，符号CR2表示第二电阻R2的二阶温度系数(second-order temperature coefficient)，符号CC1表示电容器C1的一阶温度系数，符号CC2表示电容器C1的二阶温度系数(请注意，电容器C1的二阶温度系数CC2通常非常小且可忽略不计)。
[0043] 根据等式(6)、(7)和(8)，修正时间差ΔTDM与参考时间差ΔTDR的比值近似为关于操作温度TPO和参考温度TPR之间的温度差(TPO-TPR)的二次多项式。由于修正时间差ΔTDM与参考时间差ΔTDR的比值是可测量的，因此通过求解二次方程(8)可以容易地计算出温度差(TPO-TPR)。最后，可以根据修正时间差ΔTDM与基准时间差ΔTDR的比值以及参考温度TPR来估算操作温度TPO。在一些实施例中，上述等式(1)至(6)可以由处理器和与振荡装置100相关的时间至数字转换器(time-to-digital converter，图中未示出)来解决。
[0044] 在替代实施例中，可以对以上实施例进行调整，使得电阻R3被短路路径(short-circuited path)替代，以及，第三开关组件263被移除，换言之，电阻R3和第三开关组件263是可选器件。在测试/正常模式下，若控制(或调整)第一电流I1、第二电流I2和第三电流I3，则第一振荡周期T1和第二振荡周期T2仍然可以具有不同的长度。也就是说，逻辑电路320可以根据振荡信号SOUT(而不是接通/断开第三开关组件263的状态)对来自第一电流源241的第一电流I1、来自第二电流源242的第二电流I2和流入至吸收电流源250的第三电流I3进行调整(例如，进行微调)。通过这样的设计，总电路延迟D仍然可以通过将第一振荡周期T1减去第二振荡周期T2而被抵消或减少。该实施例的其它特征与图1至图4所示的实施例类似，以及它们可以达到类似的性能水平。
[0045] 应当注意的是，本发明不限于上述实施例。在替代实施例中，可以基于以上实施例进行调整，使得本发明可以通过类似的方式调整电容器C1的电容值来提供相同的功能。
[0046] 本发明提出了一种新颖的振荡装置，该振荡装置能够提供具有两种不同的振荡周期的振荡信号，其能够用在温度至频率转换器/温度传感器或其它应用中(具体地，本发明不做任何限制)，以减少与温度相关的电路中延迟。当振荡装置被用作温度至频率转换器/温度传感器时，由于非理想的与温度相关的电路延迟可以通过参考两个振荡周期之间的时间差而被完全消除，从而可以实现更高的检测精度。此外，所提出的振荡装置不需要用于提供稳定电压的任何带隙电路，因此有效地减少了芯片面积和制造成本。简而言之，本发明提出了一种用于温度检测领域的高精度、无带隙、低成本的振荡装置。
[0047] 应当说明的是，上述电压、电流、电阻、电感、电容和其它元件参数不是本发明的限制。设计师可以根据不同的要求调整这些参数。本发明的振荡装置和温度至频率转换器/温度传感器不限于图1至图4所示的结构。本发明可以仅包括图1至图4所示的任何一个或多个实施例中的任何一个或多个特征。换句话说，并非图中所示的全部特征都应在振荡装置和温度至频率转换器中实现。
[0048] 虽然本发明已经通过示例的方式以及依据优选实施例进行了描述，但是，应当理解的是，本发明并不限于公开的实施例。相反，它旨在覆盖各种变型和类似的结构(如对于本领域技术人员将是显而易见的)。因此，所附权利要求的范围应被赋予最宽的解释，以涵盖所有的这些变型和类似的结构。
