[0001] 本发明涉及通信技术领域，尤其涉及一种均衡方法及均衡器。

[0002] 在现代数字通信系统，通常采用自适应均衡器消除由于信道中的多径效应而引起的符号间的干扰，从而恢复出发送信号。

[0003] 在数字信号经过信道的传输到达接收端，信道是一个特性复杂的函数而且是时变的，接收到的信号会存在码间干扰的问题，自适应均衡器能够补偿信道的码间干扰问题，可以根据接收信号的变化自动调节均衡器的抽头系数，跟踪信道的时变特性。自适应均衡器拥有更优越的信道追踪能力，均衡性能较好。

[0004] 在通信系统中，IEEE 802.11所处的频率段位于2.4GHz的ISM频带上。该频带上除了IEEE 802.11的信号外，还有蓝牙信号和微波炉信号等同邻频干扰信号。这些信号与IEEE 802.11的信号相互叠加，从而造成一般的IEEE 802.11信号接收机装置不能正常解调。在信道嘈杂的情况下，IEEE 802.11信号与其它信号在同频带或邻频带上共存，会造成大量IEEE 802.11接收数据错误，从而大大地降低了IEEE 802.11各站点(STA，Station)或接入点(AP，Access Point)的通信效率。

[0005] 现有的方案主要集中在IEEE 802.11发端控制上。具体地，主要是IEEE 802.11的发端具有空闲信道评估(CCA，Clear Channel Assessment)机制，当检测到信道为忙时，就不送IEEE802.11信号。但是由于同频带上共存的其它信号可能没有类似IEEE802.11的信道忙闲检测机制CCA，所以这些非IEEE 802.11信号可能长时间占用信道，仍然会造成IEEE802.11信号和非IEEE 802.11信号的叠加。这也不能很好地解决IEEE 802.11的STA或AP间通信的效率问题。

[0006] 现有技术存在，在接收机接收信号时，难以有效对抗同邻频干扰信号和多径信号，解调信号能力较低的问题。

[0058] 现有技术中存在接收机接收信号时，存在难以有效对抗同邻频干扰信号和多径信号，解调信号能力较低的问题。

[0059] 为解决上述问题，本发明技术方案提供一种均衡方法，用于对通信信号进行均衡处理。

[0060] 图1是本发明技术方案提供的均衡方法的流程示意图。

[0061] 执行步骤S1，获取第一信号的第一数据和第二数据，所述第一数据为输入均衡器的采样数据，所述第二数据为所述第一数据判决处理后的数据。

[0062] 对于通信信号而言，每一帧信号数据中，都含有多个部分的数据，例如通常信号帧会有前导(preamble)部分、包头信息以及数据部分等，由于对于信号帧中的不同部分的数据对干扰信号的抗干扰能力是不同的。所以在本申请文件中，分别对信号帧中的不同部分进行均衡处理，以便于可以有针对性地提高信号帧中各部分对干扰信号和多径的对抗能力。

[0063] 在本申请文件中，将需要进行均衡处理的信号帧结构中的不同的数据部分称为信号帧的第一部分和第二部分，将正在进行均衡处理的帧结构中的第一部分或第二部分称为第一信号。

[0064] 需要说明是，此处所述的信号帧的第一部分和第二部分只是为了区分信号帧中的不同数据部分，并不是限定信号帧中只包含两个数据部分，对于信号中任意需要针对性进行均衡处理的数据部分均可以称为第一部分和第二部分。

[0065] 在对第一信号进行均衡处理时，将当前输入均衡器的采样数据称为第一数据，将经过判决处理后所获取的最终的调制数据称为第二数据，在本申请文件中，采用判决反馈式的均衡器。

[0066] 执行步骤S2，基于所述第一数据和所述第二数据对对应所述第一信号的第一抽头系数进行更新，所述第一抽头系数包括前向系数和反向系数。

[0067] 在对当前所接收的第一信号进行均衡处理时，可以基于当前时刻所获取到的第一数据和第二数据对第一抽头系数进行更新，所述第一抽头系数是指当前时刻所需要使用的抽头系数。由于是采用的反馈式的均衡器，则在均衡器对通信信号的编码序列进行均衡处理的过程中，会通过不同时刻的迭代处理过程，实现对均衡器的抽头系数的更新，所以在此将当前时刻所需要使用的抽头系数称为第一抽头系数，而将在处理前一个编码序列时采用抽头更新方式得到的均衡器的抽头系数称为第二抽头系数。所述通信信号的编码序列根据不同的调制编码方式，会有所不同，例如，若采用Barker码调制编码，则编码序列为Barker码编码序列，所述Barker码编码序列的长度为11chips，若采用CCK码调制编码，则编码序列为CCK码编码序列，所述CCK码编码序列的长度为8chips。

[0068] 本发明技术方案所提供的均衡处理方法，可以在对信号均衡处理的过程中，根据信号帧中不同部分的数据，相应地对其进行针对性的判决处理，进而针对性地对第一抽头系数进行更新；通过判决反馈式均衡器进行均衡处理方式，可以在接收第一信号时，能够在解调均衡的过程中有效地对抗同邻频干扰信号和多径信号，有效提高接收性能；对于判决反馈式均衡器，通过采用抽头更新方式可以快速、准确地生成抽头系数，可以自适应对抗时变多径和时间同邻频干扰信号。

[0069] 为使本发明的上述目的、特征和优点能够更为明显易懂，下面结合附图对本发明的具体实施例做详细的说明。

[0070] 在本实施例中，以需要进行均衡处理的通信信号的信号帧采用IEEE 802.11b制式为例进行说明。所述第一部分数据为所述信号帧的Sync，所述第二部分数据为所述信号帧的SFD部分、header部分PSDU部分中的任意数据部分。

[0071] 采用IEEE 802.11b制式的通信信号，在接收机所接收的通信信号的信号帧中包括Sync、SFD、Header和PSDU部分。其中，Sync和SFD属于信号帧的前导(Preamble)部分。所述Sync部分主要用于AGC、信号同步以及信道估计等作用，可以采用1Mbps调制，所述Header中的信息可以用于后续的PSDU的解调，可以采用1Mbps或2Mbps调制，所述PSDU部分为物理层业务数据单元，用于传输MAC层数据，可以采用1Mbps、2Mbps、5.5Mbps或11Mbps调制，其中，在物理层速率采用1Mbps时采用DBPSK码和Barker码调制，在物理层速率采用2Mbps时采用DQPSK码和Barker码调制，在物理层速率采用5.5Mbps和11Mbps时采用DQPSK和CCK调制。

[0072] 在本实施例中，具体以均衡器解调Sync部分、均衡器解调SFD和Header部分以及均衡器解调PSDU部分为例进行说明。

[0073] 图2本实施例提供的Sync部分的均衡方法的流程示意图

[0074] 执行步骤S201，获取Sync部分的采样数据。

[0075] 此处的Sync部分即为如上所述的第一信号，所述Sync部分的采样数据即为如上所述的第一信号的第一数据。

[0076] 在对采用数据进行均衡处理的过程中，假设均衡器中的前向滤波器所对应的前向系数为为 长度为Nf；反向滤波器所述对应的反向系数为长度为Nb。设符号率为1/Ts，chip速率为1/Tc，采样率为Ns/Tc，
Ns≥2为采样率倍数。前向滤波器工作在Ns/Tc速率上，反向滤波器工作在1/Tc速率上。
初始时，设 其中，0M×N表示M×N的0矩
阵；Δ为预先设定的正常数，表示中心抽头位置。

[0077] 对于Sync部分的采样数据，可以用序列 表示，其中NTuc＝11·Ns·NT，Ns≥2为采样率倍数，NT为所包含的训练符号个数，序列Rc顺序从前向滤波器进入，每隔Ns个数记为一个时刻k。

[0078] 执行步骤S202，根据通信信号在Barker码编码序列边界位置的Barker码相关峰值，对输入的采样数据进行硬判决处理。

[0079] 在对上述采样数据在完成同步(载波和定时同步)完成之后，查找通信信号在Barker码编码序列的边界位置，设找到的边界Symbol Boundary，即Barker码相关峰值位置为Lsb，对于收到的chips序列 根据边界位置上的Barker码相关峰值的大小做硬判决对应得到的符号序列可以记为一共NT个。所述Barker码相关峰值(Correlation Peak of the
Barker code)指的是接收序列于本地的Barker码的相关(correlation)得到的峰值。

[0080] 执行步骤S203，将判决处理后的数据序列映射成Barker码对应的Chips序列。

[0081] 对于采样数据经判决处理所得到的数据序列 可以将该序列映射成Barker码后对应的chips序列为 一共NTc个，
其中，NTc＝Nbar ker·NT，Nbar ker为Barker码长度。

[0082] 上述经硬判决处理后的映射调制数据 即为如上所述的第二数据。

[0083] 执行步骤S204，获取采样数据滤波处理后的输出数据。

[0084] 在本实施例中，在利用 和对应的chips序列训练滤波器的抽头系数的过程中，可以结合参考采样信号
滤波处理后的输出数据。

[0085] 采样数据的滤波处理后的输出数据可以根据前向滤波器的输出数据和反向滤波器的输出数据进行确定。

[0086] 具体地，所述滤波处理后的输出数据可以通过如下公式(1)进行获取：

[0087]

[0088] 其中，k为对第一信号进行采样的采样时刻索引值，zc(k)表示当前采样时刻k所对应的滤波器的输出数据，yc(k)为根据前一个采用时刻所采用的T前向系数所确定的当前时刻的前向滤波器的输出数据，B(k-1)为所述均衡器在前一个采样时刻所采用的反向系数， 为在当前时刻所获取的第二数
据。 其 中， 取 自

[0089] 所述前向滤波器的输出数据可以通过如下所示出公式(2)进行获取。

[0090] yc(k)＝[CT(k-1)·Rc(k)]exp[-j·θ(k-1)] (2)

[0091] 其中，CT(k-1)表示所述均衡器在前一个采样时刻所采用的前向系数，Rc(k)表示在当前采样时刻所获取的所述第一数据，θ(k-1)表示在前一个采样时刻所对应的相位角，j为通信信号的信号虚部。

[0092] 其 中，在 对 Sync 部 分 进 行 均 衡 处 理 的 过 程 中，Rc(k) ＝T[rc(k),rc(k-1),...,rc(k-Nf+1)]，rc(k)取自

[0093] 若将当前时刻所需要更新的抽头系数称为第一抽头系数，则可以将前一时刻处理前一个编码序列时采用抽头系数更新方式得到的均衡器的抽头系数称为第二抽头系数，即如上所述的CT(k-1)为第二抽头系数的前向系数，如上所述的BT(k-1)为第二抽头系数的反向系数。在本实施例中，在所处理的通信信号为Sync部分时，所述编码序列为Barker码编码序列，所述Barker码编码序列的长度为11chips。

[0094] 可以对对应前向系数 的数据进行求和操作，进而对所获取的求和数据进行Ns下采样处理，然后对下采样后的数据执行乘法操作，即如公式(2)中所述示出的乘以exp[-j·θ(k-1)函数的运算，由此获取到前向滤波器的输出数据，如公式(1)中yc(k)。

[0095] 对于反向滤波器的输出数据，可以通过公式(1)中所示出的进行获取。

[0096] 根据前向滤波器的输出数据和反向滤波器的输出数据，获取采样信号的滤波处理后的输出数据，如公式(1)所示出的zc(k)。

[0097] 执行步骤S205，对均衡器的前向系数和反向系数进行更新。

[0098] 在获取到采样数据、采样数据的判决处理后的数据以及经滤波处理后的输出数据时，可以根据如下所示出的公式(3)对第一抽头系数中的前向系数进行更新，可以根据如下所示出的公式(6)对第一抽头系数中的反向系数进行更新。

[0099]

[0100] C(k)表示当前采样时刻更新后的所述第一抽头系数的前向系数，C(k-1)表示所述均衡器在前一个采样时刻所采用的前向系数，即如上所述的第二抽头系数中的前向系数，μC表示所述第一抽头系数的前向系数的更新步长， 表示在当前时刻所获取的判决处理后的数据，zc(k)表示当前采样时刻k滤波器的输出数据， 表示当前采样时刻所获取的所述第一数据Rc(k)的共轭运算结果，θ(k-1)表示在前一个采样时刻所对应的相位角。

[0101] 在每一个时刻，都可以获取到如上所述的相位角θ，例如，通过如下所示出的公式(4)获取相位角。

[0102]

[0103] 其中，θ(k)表示当前采样时刻所对应的相位角，θ(k-1)表示在前一个采样时刻所对应的相位角，μθ是相位角更新的步长，为正数，通常取较小的正数；β是正常数，通常选取较小的正数。

[0104] ε(k)通过如下所示出的公式(5)进行获取。

[0105]

[0106] 表 示 对 取 虚 部，表示对 取共轭运算

[0107] 根据如下所示出的公式(6)对第一抽头系数中的反向系数进行更新。

[0108]

[0109] B(k)表示当前采样时刻更新后的所述第一抽头系数的反向系数，B(k-1)表示所述均衡器在前一个采样时刻所采用的反向系数，即如上所述的第二抽头系数中的反向系数，μB表示所述第一抽头系数的反向系数的更新步长， 表示对在当前采样时刻所获取判决处理后的解调数据 的共轭运算结果。

[0110] 再得到更新后的当前时刻所对应的抽头系数后，就可以采用新的抽头系数获取均衡处理结果，依次类推，通过迭代、反馈提高均衡器的均衡效果。

[0111] 对应上述对Sync部分的均衡处理过程，本实施例相应提供一种均衡器，用于对Sync部分进行均衡处理。

[0112] 图3是本实施例提供的对Sync部分进行均衡处理的均衡器的结构示意图。

[0113] 图3所示出的均衡器为判决反馈式均衡器，所述均衡器包括一个前向滤波器U11和一个反向滤波器U12，所述均衡器还包括一个第一加法器U13，用于对对应前向系数的数据进行求和操作，在通过第一加法器U13获取到前向滤波器U11的输出数据后，通过下采样单元U14实现下采样处理，进而通过乘法器U15对下采样后的数据执行如公式(2)中所示出的乘以exp[-j·θ(k-1)函数内容的乘法运算，将通过乘法器U15处理后的数据作为前向滤波器的输出数据。

[0114] 对于反向滤波器U12的输出数据则可以根据如图3中所示出的第二加法器U16对对应反向系数的数据进行求和操作，进而获取反向滤波器U12的输出数据。根据前向滤波器U11和反向滤波器U12的输出数据，通过第三加法器U17获取滤波处理后的输出数据。

[0115] 为了实现对滤波器的抽头系数的更新，在接收到Sync部分的采样数据后，还需要通过图3中所示出的硬判决单元U18，以便根据通信信号在编码序列边界位置的编码峰值，对输入的采样数据进行硬判决处理，以获取经硬判决处理后的调整数据Dc。

[0116] 根据第三加法器U17所输出的滤波处理后的输出数据、前向滤波器U11和反向滤波器U12的抽头系数以及判决单元U18输出的硬判决处理后的数据，通过图3中所示出的系数更新单元U19，实现对前向滤波器U11的前向系数的更新和反向滤波器U12的反向系数的更新。

[0117] 下面结合图4和图5对均衡器解调SFD和Header部分的处理进行描述。

[0118] 图4是本实施例提供的SFD和Head部分的均衡方法的流程示意图，图5是本发明实施例提供的另一均衡器的结构示意图。

[0119] SFD和Head采用相同的均衡处理方法，如图4所示，执行步骤S401，获取SFD或Head部分的采样数据。

[0120] 此处的SFD或Head部分即为所述的第一信号，所述SFD或Head部分的采样数据即为所述的第一信号的第一数据。

[0121] 对于SFD或Head部分的采样数据，可以用序列 表示，其中NH＝Ns·Nbar ker，Nbar ker＝11是Barker码长度，序列Rc1顺序进入均衡器的前向滤波器。

[0122] 执行步骤S402，基于第二抽头系数获取滤波处理后的输出数据。

[0123] 如上所述将在处理前一个编码序列时通过抽头更新方式所得到的均衡器的抽头系数称为第二抽头系数，第二抽头系数可以理解为判决反馈式均衡器在处理第三数据时通过抽头更新方式所得到所述均衡器的抽头系数；所述第三数据为所述第一数据所对应的通信信号的编码序列的前一个编码序列所对应的采样数据。在本实施例中，在处理的通信信号为SFD或Head部分时，所述编码序列为Barker码编码序列或CCK编码序列，所述Barker码编码序列的长度为11chips，所述CCK码编码序列的长度为8chips。

[0124] 当 解 调 到 第 l 个 SFD 或 Header 的 DBPSK 或 DQPSK 符 号 时，记 其 对 应 的 接 收 序 列 为 让 接 收 序 列顺序进入均衡器的前向滤波器，此时均衡器的
抽头系数C和B保持前一个符号或第l-1个SFD或Header的DBPSK或DQPSK符
号的最后一个chip时训练的结果不变。 滤波
处理后的输出序列 同样可以根据如上所示出
的(1)和公式(2)进行获取。在对SFD或Head部分进行均衡处理的过程中，Rc(k)T
＝ [rc(k),rc(k-1),...,rc(k-Nf+1)] ；rc(k) 取 自
取自

[0125] 执行步骤S403，根据第二抽头系数中的反向系数确定系数矩阵。

[0126] 在获取到滤波处理后的输出序列 后，送入到chip间干扰消除模块ICI中进行处理，对于ICI处理模块，利用第二抽头系数的反向系数，构造系数矩阵。

[0127] 确定系数矩阵的过程包括：若所述第二抽头系数中的反向系数的长度等于所述通信信号的编码的长度，则通过如下公式(7)确定所述系数矩阵：

[0128]

[0129] 其中，H为所述系数矩阵，Nb为所述反向系数的长度，Nbl为所述编码长度，H为所述系数矩阵， 为所述反向系数。

[0130] 若所述第二抽头系数中的反向系数的长度大于所述通信信号的编码的长度，则通过如下公式(8)确定所述系数矩阵：

[0131]

[0132] 其中， 为所述反向系数中的B1至 的系数。

[0133] 具体地，在对SFD或Header部分进行均衡处理时，若反向系数的个数等于Barker码长度时，即Nb＝Nbar ker时， 若反向系数的个数大于Barker码长度时，即Nb>Nbar ker时，

[0134] 执行步骤S404，根据滤波处理后的输出数据和系数矩阵进行判决处理，获取判决处理后的数据序列映射成CCK码对应的Chips序列。

[0135] 通过如下公式(9)实现判决处理：

[0136]

[0137] 其中， 为所述第二数据，Zc为滤波处理后的输出数据，H为所述系数矩阵，Dc,1～Dc,m为所述通信信号的调制和编码方式所对应的码字，m为码字的个数；X表示为Dc,1～Dc,m2
中的码字，||Zc-H·X|| 表示对(Zc-H·X)向量取模平方。具体，此处Zc为如上所述的Zc1。

[0138] 在进一步对公式(9)进行展开后，可以得到公式(10)所示出的形式。

[0139]

[0140] 其中， 表示对向量 取实部，(H·X)H表示对向量(H·X)取共轭转置， 表示对向量Zc取共轭转置。

[0141] 在具体实施过程中，在进行判决处理时，需要结合DBPSK或DQPSK的码字进行考虑。

[0142] 例如，如果通信信号是1Mbps速率，则利用BPSK的两个码字{1+j,-1-j}分别构造两个调制的Barker码向量，设Barker码为Sbar ker，那么这两个向量是，Dc,1＝(1+j)·Sbar ker和Dc,2＝-(1+j)·Sbar ker。将这两个向量分别带入公式(9)中计算，公式(9)中的m的取值为2，并取能使该式最小化的向量作为判决输出

[0143] 如果通信信号是是2Mbps速率，则利用QPSK的四个码字{1+j,-1-j,1-j,-1+j}分别构造四个调制的Barker码向量，设Barker码为Sbar ker，那么这四个向量是，[0144] Dc,1＝(1+j)Sbar ker；

[0145] Dc,2＝-(1+j)Sbar ker；

[0146] Dc,3＝(1-j)Sbar ker；

[0147] Dc,4＝(-1+j)Sbar ker。

[0148] 将这四个向量分别带入公式(9)中进行计算，公式(9)中的m的取值为4，并取能使该式最小化的向量作为判决输出

[0149] 在此记

[0150] 执行步骤S405，对均衡器的前向系数和反向系数进行更新。

[0151] 在获取到采样数据、采样数据的判决处理后的数据以及经滤波处理后的输出数据时，可以根据上所示出的公式(3)对第一抽头系数中的前向系数进行更新，可以根据如上所示出的公式(6)对第一抽头系数中的反向系数进行更新。

[0152] 具体更新方法可以参考在对Sync部分均衡处理过程，在此不再赘述。

[0153] 下面结合具体的均衡器对SFD和Header的处理过程进行说明，图5是针对SFD和Header部分进行均衡处理的均衡器的结构示意图，图5采用的均衡器和图3中所示出的均衡器可以采用相同的前向滤波器U11和反向滤波器U12，以及同样包括第一加法器U14、第二加法器U16和第三加法器U17、下采样单元U17、乘法器U15等，与图3所示出的均衡器的不同之处，图5所示出的均衡器中通过ICI消除单元U20实现对数据的判决处理，而不同于图3中所示出的硬判决单元U18所进行的硬判决处理。

[0154] 在通过如图5所示出的均衡器实现对SFD或Header部分的采样数据的处理时，在通过ICI消除单元U20对数据进行ICI消除处理时，需要通过均衡器中的延迟单元(图未示)对ICI处理数据的延时输出，所述延迟单元用于在ICI处理单元解调出对应信号编码格式的调制符号后，才对ICI数据进行输出，所述延迟单元的实现过程为本领域技术人员所熟知，在此不再赘述。

[0155] 具体地，图5中所示出的第一加法器U13对对应前向系数的数据进行求和操作，通过下采样单元U14进行下采样处理，通过乘法器U15实现对下采样后的数据的乘法操作，由此获得前向滤波器U11的输出数据；通过第二加法器U16获取反向滤波器U12的输出数据；进而通过第三加法器U17获取采样信号的滤波处理后的输出数据；将滤波处理后的输出数据输入到ICI消除单元U20，ICI消除模块U20结合反向滤波器U12的系数进行ICI消除，通过所述ICI消除单元U20以及延迟单元，获取判决处理后的数据；最终结合判决处理后的数据、SFD或Header的采样数据以及滤波处理后的输出数据等，通过系数更新单元U19实现对前向系数和方向系数的更新。

[0156] 上述是对SFD和Header部分的均衡器解调过程的描述，下面将结合图6对均衡器解调PSDU部分的处理进行说明。

[0157] 如果PSDU的传输速率为1Mbps或2Mbps，那么均衡解调的算法和抽头系数更新的算法采用SFD和Header一致的算法。如果PSDU的传输速率为5.5Mbps或11Mbps，那么具体算法如下所述。

[0158] 执行步骤S601，获取PSDU部分的采样数据。

[0159] 此处的PSDU部分即为所述的第一信号，所述PSDU部分的采样数据即为所述的第一信号的第一数据。

[0160] 对于PSDU部分的采样数据，可以用序列 表示，其中ND＝Ns·NCCK，NCCK＝8是CCK码长度，Ns是接收采样率倍数，序列Rc2顺序进入均衡器的前向滤波器。

[0161] 执行步骤S602，基于第二抽头系数获取滤波处理后的输出数据。

[0162] 当 解 调 到 第 l 个 PSDU 的 符 号 时，记 其 对 应 的 接 收 序 列 为让接收序列 顺序进入均衡器的前向滤波器，此时均衡器的抽头系数C和B保持第l-1个PSDU符号或前一个符号的最后一个chip时训练的结果不变。 滤波处理后的输出
序列 同样可以根据如上所示出的(1)和公式(2)进行
T
获取。在对PSDU部分进行均衡处理的过程中，Rc(k)＝[rc(k),rc(k-1),...,rc(k-Nf+1)] ；
rc(k)取自

[0163]取自

[0164] 执行步骤S603，根据第二抽头系数中的反向系数确定系数矩阵。

[0165] 在获取到滤波处理后的输出序列 后，送入到chip间干扰消除模块ICI消除单元中进行处理，在ICI消除单元中，利用第二抽头系数的反向系数，构造系数矩阵。

[0166] 根据第二抽头系数中的反向系数的长度和通信信号的编码的长度的关系，通过如上示出的公式(7)或公式(8)获取所述系数矩阵。

[0167] 具体地，在对PSDU部分进行均衡处理时，若反向系数的个数等于CCK码长度时，即 若反向系数的个数大于CCK码长度时，即Nb>NCCK时，

[0168]

[0169] 执行步骤S604，根据滤波处理后的输出数据和系数矩阵进行判决处理，获取判决处理后的数据序列映射成CCK码对应的Chips序列。

[0170] 通过如上所示出的公式(9)实现判决处理，以获取判决处理后的数据。此处公式(9)中的Zc为如上所述的Zc2。

[0171] 在具体实施过程中，在进行判决处理时，需要结合CCK的码字进行考虑。

[0172] 如果PSDU是5.5Mbps的速率传输，则利用5.5Mbps的CCK的4个码字分别确定对应的调制CCK码向量Dc,1、Dc,2、Dc,3和Dc,4。将这四个向量分别带入公式(9)中计算，公式(9)中的m的取值为4，并取能使该式最小化的向量作为判决输出

[0173] 如果PSDU是11Mbps的速率传输，则利用11Mbps的CCK的16个码字向量Dc,1、Dc,2、…、Dc,16分别带入公式(9)中计算，公式(9)中的m的取值为16，并取能使该式最小化的向量作为判决输出

[0174] 这里记

[0175] 执行步骤S605，对均衡器的前向系数和反向系数进行更新。

[0176] 在获取到采样数据、采样数据的判决处理后的数据以及经滤波处理后的输出数据时，可以根据上所示出的公式(3)对第一抽头系数中的前向系数进行更新，可以根据如上所示出的公式(6)对第一抽头系数中的反向系数进行更新。

[0177] 具体更新方法可以参考在对Sync部分均衡处理过程，在此不再赘述。

[0178] 在对PSDU处理过程中，可以采用与处理SFD和Header相同的均衡器，具体请参考如图5中所示出的均衡器的结构示意图，在具体通过图5所示出的均衡器对PSDU进行均衡处理时，延迟单元延迟的数据会根据此时实际编码信息进行确定，与处理SFD和Header所延迟的时间会有所不同，除此之外，图5中所示出的均衡器在处理SFD和Header以及PSDU的处理是相同的，所以在此不再赘述。

[0179] 本实施例所提供的均衡器的处理方法，利用新型的均衡方式来提高IEEE 802.11b制式的信号对干扰信号的对抗性能，从而提高解调正确性，提高IEEE 802.11b制式的信号在干扰嘈杂环境下的通信效率，本发明能够将各种同邻频干扰进行白化，使得ICI输出准确；通过采用抽头系数更新的方式，能够快速准确产生的抽头系数；可以有效支持多径长度和干扰相关长度超过Barker码长度或CCK码长度的情形；可以自适应对抗时变多径和时变同邻频干扰信号。

[0180] 虽然本发明披露如上，但本发明并非限定于此。任何本领域技术人员，在不脱离本发明的精神和范围内，均可作各种更动与修改，因此本发明的保护范围应当以权利要求所限定的范围为准。