[0001] 本发明属于PWM领域，特别涉及了一种SVPWM实现方法。

[0002] 电压空间矢量脉宽调制(SVPWM)的理论基础是平均值等效原理，即在一个开关周期内通过对基本电压矢量加以组合，使其平均值与给定电压矢量相等。在某个时刻，电压矢量旋转到某个区域中，可由组成这个区域的两个相邻的非零矢量和零矢量在时间上的不同组合来得到。两个矢量的作用时间在一个采样周期内分多次施加，从而控制各个电压矢量的作用时间，使电压空间矢量接近按圆轨迹旋转，通过不同开关状态所产生的实际磁通去逼近理想磁通圆并由两者的比较结果来决定开关状态，从而形成PWM波形。该控制方法动态性好，具有直流电压利用率高、谐波小、有效的利用输入电压，并且能减少谐波损耗，且易于微处理器的数字方式实现等优点。但实现复杂，控制实时性要求高，由于硬件拓扑的不一样，SVPWM又有两电平SVPWM和三电平SVPWM之分，电平数越多，算法越复杂。就VIENNA拓扑电路而言，就是三电平的硬件拓扑结构。对于三相三电平拓扑就可以输出27种开关状态，而普通两电平的拓扑只有8种开关状态，正是由于开关状态的组合方式以指数方式增长，那对数字算法的实现也增加了很多难度。

[0003] 传统的实现三电平SVPWM波的方法有两种，

[0004] 1、采用控制芯片实时进行数学计算得到的：这种方法需要参考电压在二维静止坐标系下的α分量和β分量、PWM周期以及输出直流电压作为输出量，需要判断电压矢量所处扇区及该时刻矢量的组合，以及各个矢量作用的顺序和各自的作用时间。该方法是相当复杂的。

[0005] 2、等效方法：经过分析研究，发现SVPWM和SPWM两者并不是两种孤立的调制方式，与SPWM正弦调制波相比，SVPWM调制波近似于在标准正弦调制波中注入了以三次谐波为主的零序分量。正是由于零序分量的加入使得调制波的峰值下降，从而提高了直流电压的利用率。因此可以利用标准正弦波叠加三次谐波的方式作为调制波，用产生SPWM的方式，将该调制波(俗称马鞍波)和三角载波比较得到。但是传统的等效算法计算量大，过程繁复，效率较低。传统方法产生马鞍波的步骤如下：

[0006] a)对电压在两相静止坐标系下的的α分量和β分量进行2s/3s变换，得到A、B、C三相正弦调制波基波

[0007]

[0008] b)假设由式（1）计算得到的三相正弦调制波基波的表达式为：

[0009]

[0010] c)计算其三次谐波表达式为：

[0011]

[0012] d)叠加3次谐波后马鞍波的表达式为：

[0013]

[0014] 至此，将马鞍波与三角载波比较，就能得到SVPWM。

[0015] 上述所有公式中， 为导通角，usα，usβ分别表示电压在两相静止坐标系下的α分量和β分量， 分别表示A，B，C三相正弦调制波基波，um表示三相正弦调制*
波基波幅值，us 表示基本的三次谐波， 分别表示A，B，C相的马鞍波。

[0031] 以下将结合附图，对本发明的技术方案进行详细说明。

[0032] 本实施例已VIENNA控制电路为例。

[0033] 如图1所示的本发明与传统算法的流程对比图，传统算法要依次经过VIENNA闭环控制量计算、Park逆变换得到电压在两相静止坐标系下的的α分量和β分量、Clark逆变换得到正弦调制波、计算该调制波的三次谐波、原调制波与三次谐波叠加得到新的马鞍波，最后将马鞍波与三角载波比较得到SVPWM。

[0034] 而本发明的算法只需经过VIENNA闭环控制量计算、Park逆变换得到电压在两相静止坐标系下的的α分量和β分量、直接利用公式计算出马鞍波，最后将马鞍波与三角载波比较得到SVPWM。

[0035] 由式（2）可得，

[0036]

[0037] 在恒功率变换下，我们有

[0038]

[0039] 由式（5）、（6）可得，

[0040]

[0041] 又因为

[0042]

[0043] 将上述（5）（6）（7）（8），代入（4）而经过在恒功率变换前提下的一系列数学推导，我们最终得到在直接在静止两相坐标系下的马鞍波表达式为：

[0044]

[0045] 式（9）与式（4）是等效的。再将式（9）产生的马鞍波与三角载波比较，即可得到SVPWM。

[0046] 上述所有公式中， 为导通角，usα，usβ分别表示电压在两相静止坐标系下的α分量和β分量， 分别表示A，B，C三相正弦调制波基波，um表示三相正弦调制*
波基波幅值，us 表示基本的三次谐波， 分别表示A，B，C相的马鞍波。

[0047] 以上实施例仅为说明本发明的技术思想，不能以此限定本发明的保护范围，凡是按照本发明提出的技术思想，在技术方案基础上所做的任何改动，均落入本发明保护范围之内。