[0001] 本发明涉及串联连接在AC功率源与诸如照明设备等的负载之间的两线负载控制器。

[0002] 传统上已经使用用于采用诸如三端双向可控硅开关元件(triac)或者晶闸管(thyristor)的非接触开关元件的照明设备的负载控制器。出于简单布线连接目的，这样的负载控制器通常是两线类型的并且串联连接在AC功率源与负载之间。然而，在这样串联连接在AC功率源与负载之间的负载控制器中，确保其自身电路功率成为要解决的重要问题。

[0003] 图13中示出的第一传统示例的负载控制器50串联连接在AC功率源2和负载3之间并且包括主断开/闭合单元51、整流器52、控制电路53、用于向控制电路53供应稳定功率的第一功率源54、用于在负载3未被供电时向第一功率源54供应功率的第二功率源55、用于在负载3被供电时向第一功率源54供应功率的第三功率源56、将微小电流传导至负载3的辅助断开/闭合单元57。主断开/闭合单元51的开关元件51a由三端双向可控硅开关元件构成。

[0004] 在负载3未被供电的负载控制器50的截止(OFF)状态下，将从AC功率源2施加到负载控制器50的电压经由整流器52供应到第二功率源55。第二功率源55是包括电阻器和齐纳二极管的恒压电路。在截止状态下，流经负载3的电流是微小的电流，因而不存在负载3发生故障的可能性，并且控制电路53中消耗的电流被设定为保持微小电流，同时第二功率源55的阻抗被设定为保持高阻抗。

[0005] 另一方面，在负载3被供电的负载控制器50的导通(ON)状态下，通过来自控制电路53的控制信号导通第三功率源56并且降低负载控制器50的阻抗以增加流经负载3的电流量。流经第三功率源56的电流也流经第一功率源54，并且开始对缓冲电容器59充电。在缓冲电容器59的充电电压增加变得高于预定阈值时，包括在第三功率源56中的齐纳二极管56a击穿(break down)并且电流开始流到辅助断开/闭合单元57的栅极，从而使辅助断开/闭合单元57可导(闭合状态)。结果，从整流器52流到第三功率源56的电流开始流经辅助断开/闭合单元57并且也流到主断开/闭合单元51的开关元件51a的栅极，从而使主断开/闭合单元51可导(闭合状态)。因此，几乎全部功率被供应到负载3。

[0006] 一旦使主断开/闭合单元51可导(闭合状态)，电流继续流动。然而，在交变电流达到零交叉点时，开关元件51a自接地或者失效(extinguished)(即本身截止)并且主断开/闭合单元51变为非可导。在主断开/闭合单元51变为非可导(断开状态)时，电流再次从整流器52经由第三功率源56流到第一功率源54中并且负载控制器50执行操作以确保其自身电路功率。即，在交变电流的每1/2周期，重复负载控制器50确保其自身电路功率的操作以及使辅助断开/闭合单元57和主断开/闭合单元51可导的操作。

[0007] 图14中示出的第二传统示例的负载控制器60串联连接在AC功率源2和负载3之间并且包括主断开/闭合单元61、整流器62、控制电路63、用于向控制电路63供应稳定功率的第一功率源64、用于在负载3未被供电时向第一功率源64供应功率的第二功率源65、用于在负载3被供电时向第一功率源64供应功率的第三功率源66、检测负载电流的零交叉点的零交叉检测器67。主断开/闭合单元61的开关元件61a由两个MOSFET构成并且采用白炽灯泡作为待控制的负载。

[0008] 在向负载3供应功率时，主断开/闭合单元61的开关元件61a在根据外部照明等级确定的时段内变为可导。具体地说，开关元件61a在零交叉检测器67检测到电压的零交叉点的时刻变为可导(闭合状态)，并且在上述时段逝去之后，开关元件61a变为非可导(断开状态)。在主断开/闭合单元61非可导时，与第一传统示例中相同，负载控制器60确保其自身电路功率。在主断开/闭合单元61非可导时，零交叉检测器67检测到零交叉点并且在交变电流的每1/2周期重复使开关元件61a可导。

[0009] 在主断开/闭合单元51的开关元件是如第一传统示例的负载控制器50中的三端双向可控硅开关元件或者晶闸管的情况下，需要滤波器来降低在向负载3供应功率时生成的噪声并且避免由于在停止向负载3供应功率时从功率源2传送的噪声引起的故障。然而，由于包括在该滤波器中的线圈58的尺寸以及由线圈58生成的热量，难以缩小负载控制器的尺寸。

[0010] 为了在不使用滤波器的情况下降低由于负载控制器产生的噪声，例如在专利文献1中公开的负载控制器(第三传统示例)包括主断开/闭合单元的开关元件(第一切换单元)以及具有比第一切换单元的导通电阻更大的导通电阻的第二切换单元，其中在第二切换单元导通之后使第一切换单元导通。然而，在这样的第三传统示例中，由于增加了开关元件的数量以及电路配置的复杂性，导通时序的控制变得复杂。

[0011] 此外，在主断开/闭合单元61的开关元件61a是如第二传统示例的负载控制器60中的晶体管的情况下，负载不得不限于诸如白炽灯泡这样的负载，其中负载电流和负载电压处于同相(in-phased)状态(功率因数＝1)。

[0012] 此外，通常，用作主断开/闭合单元的开关元件的三端双向可控硅开关元件或者晶体管由Si制成并且是电流在元件的垂直方向上流动的垂直类型。在三端双向可控硅开关元件的情况下，由于p-n结存在于传导路径中，在电传导期间克服该屏障时会发生损失。在晶体管的情况下，由于要求两个元件沿相反方向连接并且用作耐压保持层的低载流子浓度层的电阻较高，因此在电传导时发生损失。由于开关元件本身产生大的热耗散，这反过来要求大尺寸的热沉，因此难以实现大容量且小尺寸的负载控制器。通常，这样的负载控制器容纳于设置在墙壁上的金属盒等中。然而，由于传统的负载控制器难以缩小尺寸，因此难以将负载控制器与其它传感器、开关等组合安装在通常使用的盒子中。因此，需要尺寸更小的负载控制器以便在通常尺寸的盒子中与其它传感器、开关等组合使用该负载控制器。

[0013] 现有技术文献

[0014] 专利文献

[0015] 日本专利特许公开申请No.2006-92859

[0051] (第一实施例)

[0052] 以下，将描述根据本发明第一实施例的负载控制器。图1是示出根据本发明第一实施例的负载控制器1A的配置的电路图，并且图2是示出负载控制器1A的各种部件的信号波形的时序图。

[0053] 图1中示出的第一实施例的负载控制器1A串联连接在AC功率源2和负载3之间并且包括用于控制到负载3的功率供应的主断开/闭合单元11、整流器12、用于整体控制负载控制器1A的控制电路13、用于向控制电路13供应稳定功率的第一功率源14、用于在停止到负载3的功率供应时向第一功率源14供应功率的第二功率源15、用于在向负载3供应功率时向第一功率源14供应功率的第三功率源16、用于向负载传导微小电流的辅助断开/闭合单元17，等等。第三功率源16还设置有电压检测器18，用以检测输入至第三功率源16的电压。主断开/闭合单元11具有晶体管结构的开关元件11a并且辅助断开/闭合单元17具有晶闸管结构的开关元件17a。

[0054] 即使在不向负载3供应功率的负载控制器1A的截止状态下，由于电流从功率源2经由整流器12流入到第二功率源15，微小电流流经负载3。然而，该电流被抑制到不会导致负载故障的低水平并且使第二功率源15的阻抗保持在高值。

[0055] 在向负载3供应功率时，使第三功率源16的阻抗变低并且使电流在位于负载控制器1A内的电路中流动，缓冲电容器29开始充电。如上所述，电压检测器(充电监视单元)18设置在第三功率源16中以检测输入至其的电压。在电压检测器18检测到输入至第三功率源16的电压达到预定阈值时，电压检测器18输出预定的检测信号。

[0056] 在从电压检测器18接收到检测信号时，控制电路13在第一时段内使主断开/闭合单元11可导(闭合状态)。图1示出了将第一脉冲输出单元19设置为控制电路13的一部分的示例性配置，该第一脉冲输出单元19通过使用专用IC等的硬件进行配置以基于来自电压检测器18的检测信号而直接输出第一脉冲信号。可选地，并不限于所示的配置，可以进行配置以使得将来自电压检测器18的输出输入至诸如CPU等的主控制单元20并且通过软件输出第一脉冲信号。优选地，将使主断开/闭合单元11可导的第一时段设置为稍微短于商业频率功率源的半周期的时段。

[0057] 接下来，在第一时段逝去之后，主断开/闭合单元11变为非可导(断开状态)时，控制电路13使辅助断开/闭合单元17在第二时段内(例如几百微秒)可导(闭合状态)。该操作可以通过使辅助断开/闭合单元17比主断开/闭合单元11稍晚地不可导(断开状态)来实现。图1示出了设置为控制电路13的一部分的第二脉冲输出单元21的示例，所述第二脉冲输出单元21在第二时段内输出第二脉冲信号以使得辅助断开/闭合单元17在检测到主断开/闭合单元11变为非可导(断开状态)之后的第二时段内变为可导。优选地，将第一时段和第二时段之和的最大值设置为稍短于半周期。

[0058] 可选地，可以从主控制单元20向辅助断开/闭合单元17输出比输出到主断开/闭合单元11的第一脉冲信号长第二时段的脉冲信号。作为另一替代，可以采用使用二极管或者电容器的延迟电路。

[0059] 参照图2，在缓冲电容器29的充电完成之后，执行上述操作，以使得在商业功率源的半周期的大多数时间内从主断开/闭合单元11向负载3供应功率之后，电传导电流降低时，从辅助断开/闭合单元17向负载3供应功率。由于辅助断开/闭合单元17具有晶闸管结构的开关元件17a，辅助断开/闭合单元17在电流值为0(零交叉点)时变为非可导(断开状态)。在辅助断开/闭合单元17变为非可导(断开状态)时，电流再次流入第三功率源16并且在商业功率源的每个半周期重复上述操作。

[0060] 基于负载电流执行这样的操作。因此，即使通过采用晶体管结构的开关元件11a配置主断开/闭合单元11，也可能实现适合于荧光灯和白炽灯泡二者的两线负载控制器，而不限于具有功率因数1的负载3。图3A示出在功率因数为1时的波形并且图3B示出在功率因数不为1时的波形。

[0061] (第二实施例)

[0062] 接下来，将描述根据本发明第二实施例的负载控制器。图4是示出根据本发明第二实施例的负载控制器1B的配置的电路图。将图4与图1进行比较，第二实施例的负载控制器1B具有与第一实施例的负载控制器1A相同的配置，除了第二实施例的负载控制器1B还包括用以检测流经辅助断开/闭合单元17的电流的电流检测器22之外。

[0063] 如在图14的第二传统示例中所描述的，辅助断开/闭合单元基本上旨在检测电流的零交叉点，并不进行实质的电传导，并且因此期望通过小尺寸的开关元件配置该辅助断开/闭合单元。然而，如果商业功率源的频率漂移或者改变，或者要求负载控制器在50Hz以及60Hz下操作，则在使主断开/闭合单元非可导之后达到电流的零交叉点的时段变长，导致辅助断开/闭合单元在负载电流变得足够小之前就可导。此外，如果连接过载作为负载，则即使在主断开/闭合单元中的电传导时间相同时，电传导损失也会增加。因此，存在辅助断开/闭合单元的开关元件损坏的可能性。

[0064] 因此，在当前第二实施例中，电流检测器22检测流经辅助断开/闭合单元17的电流，并且如果流经该断开/闭合单元17的电流超过能够被该辅助断开/闭合单元17接受的阈值，则电流检测器22经由或门80向主断开/闭合单元11发出导通信号，以使得主断开/闭合单元11在短时间内再次变为可导。之后，在主断开/闭合单元11变为非可导时(例如通过在短时间逝去之后电流检测器22发出截止信号来实现)，辅助断开/闭合单元17再次变为可导。

[0065] 通过在第一脉冲输出单元19经由或门80向开关元件11a发出截止信号的同时按照这种方式交替地重复导通主断开/闭合单元11和辅助断开/闭合单元17，能够防止辅助断开/闭合单元17的开关元件损坏并且改善了对各种类型的商业功率源和过载的响应。图5示出在根据第二实施例的负载控制器1B的操作中的波形。

[0066] (第三实施例)

[0067] 接下来，将描述根据本发明第三实施例的负载控制器。图6是示出根据本发明第三实施例的负载控制器1C的配置的电路图。将图6与图4进行比较，第三实施例的负载控制器1C具有与第二实施例的负载控制器1B相同的配置，除了第三实施例的负载控制器1C还包括在负载控制器1C处于没有向负载3供应功率的截止状态时检测功率源(商业功率源)2的频率的频率检测电路23之外，并且在完成频率检测之后，频率检测电路23与主控制单元20无关。例如，一旦完成频率检测，主控制单元20的开关82截止，从而停止频率检测电路23的操作。

[0068] 具体地说，基于由频率检测电路23获得的频率信息，主控制单元20调节在向负载3供应功率时主断开/闭合单元11变为可导的时段(第一时段)。这使得主断开/闭合单元11的电传导时间取决于商业功率源的频率(50Hz或者60Hz)来优化。因而，主要由具有大的电传导能力的主断开/闭合单元11进行到负载3的电传导并且除了主断开/闭合单元11之外，在不增加电容损失的情况下，能够实现负载控制器1C的尺寸减小。具体而言，对于商业功率源的变化频率(50Hz或者60Hz)，可以采用单个负载控制器。

[0069] 在开始输入功率之前或者在功率故障之后恢复功率时，临时执行频率检测电路23和主控制单元20的频率检测；并且之后，通过去除频率检测电路23，即不使用频率检测电路23，防止负载控制器1C中的功率消耗增加。这对于要求低功率消耗的两线负载控制器尤其重要。例如，通过提供用于检测频率的时序与电流由诸如LED显示器的其它功能元件消耗时的时序之间的时间差，能够避免由于两线负载控制器的功率消耗导致的负载故障。

[0070] (第四实施例)

[0071] 接下来，将描述根据本发明第四实施例的负载控制器。图7是示出根据本发明第四实施例的负载控制器1D的配置的电路图。基本上，第四实施例的负载控制器1D具有与第一到第三实施例的负载控制器1A-1C相同的配置，除了第四实施例的负载控制器1D中的主断开/闭合单元11的开关元件11b由可以双向受控的、图8所示的横向(lateral)晶体管构成之外。虽然图7依照图6所示的第三实施例的负载控制器1C的配置，但是并不限于此，图7所示的第四实施例的负载控制器1D可以具有与图1所示的第一实施例的负载控制器1A或者图4所示的第二实施例的负载控制器1B相同的配置。

[0072] 图8示出能够双向受控的横向晶体管器件的通常配置。被称为HEMT(高电子迁移率晶体管)的这样的横向晶体管包括形成于AlGaN/GaN异质界面(hetero-interface)、用作沟道层的二维电子气(gas)层；分别串联连接到功率源2和负载3的电极D1和D2；以及用于在电传导截止时维持电极D1和D2的高耐压的控制电极(栅极)G。例如，使用肖特基(Schottky)电极作为控制电极G。

[0073] 在使主断开/闭合单元11非可导时，从控制电路13向控制电极G施加低电平信号，并且控制电极G具有比主断开/闭合单元11的最低电势高出与整流器12的一个二极管相对应的幅值的电势。这里，如果用于确定何时在主断开/闭合单元11的可导/非可导之间切换的阈值足够高于该一个二极管的电势，则能够可靠地维持非电传导。同时，如果主断开/闭合单元11变为可导，则执行与第一到第三实施例相同的操作。因此，由具有几个伏特的控制信号驱动的控制电路13能够直接控制高电压的商业功率源。此外，通过使用具有高电子迁移率的HEMT，能够实现小尺寸且高容量的两线负载控制器。

[0074] (第五实施例)

[0075] 接下来，将描述根据本发明第五实施例的负载控制器。图9是示出根据本发明第五实施例的负载控制器1E的配置的电路图。第五实施例的负载控制器1E具有与第三和第四实施例的负载控制器1C和1D基本上相同的配置，除了第五实施例的负载控制器1E中主断开/闭合单元11的开关元件11c由能够双向受控的新颖的横向晶体管构成之外。

[0076] 尽管图9依照图6所示的第三实施例的负载控制器1C的配置或者图7所示的第四实施例的负载控制器1D的配置，但是并不限于此，图9所示的第五实施例的负载控制器1E可以具有与图1所示的第一实施例的负载控制器1A或者图4所示的第二实施例的负载控制器1B相同的配置。

[0077] 图10是示出开关元件11c的配置的平面图，并且图11是沿着图10中的线XI-XI提取的截面图。如图11所示，开关元件11c的衬底120包括导体层120a，以及依次形成在导体层120a上的GaN层120b和ALGaN层120c。在开关元件11c中，将形成于AlGaN/GaN异质界面的二维电子气层用作沟道层。如图10所示，形成在衬底120的表面120d上的是分别串联连接到功率源2和负载3的第一电极D1和第二电极D2，以及中间电势部分S，该中间电势部分具有位于第一电极D1的电势和第二电极D2的电势之间的中间电势。

[0078] 此外，控制电极(栅极)G形成在该中间电势部分S上。例如肖特基电极用作控制电极G。第一电极D1和第二电极D2分别具有第一组多个电极部分111、112、113，…以及第二组多个电极部分121、122、123，…。平行设置第一和第二组中每一组的电极部分以呈梳齿状彼此面对，并且相对设置第一组和第二组电极部分。中间电势部分S以及控制电极G位于设置为梳齿状的多个电极部分111、112、113…以及121、122、123，…之间并且具有与形成在电极之间的空间的平面形状一致的形状(大致为鱼背骨形状)。

[0079] 接下来，将描述开关元件11c的横向晶体管的结构。如图10所示，第一电极D1的电极部分111以及第二电极D2的电极部分121被设置为其宽度方向上的中心线彼此重合，并且与中间电势部分S和控制电极G的相应部分平行地设置第一电极D1的电极部分111以及第二电极D2的电极部分121。沿宽度方向从第一电极D1的电极部分111和第二电极D2的电极部分121到中间电势部分S和控制电极G的相应部分的距离被设置为能够将预定的耐压维持在二者之间。

[0080] 这也同样适用于与宽度方向垂直的方向，即第一电极D1的电极部分111和第二电极D2的电极部分121的纵向方向。此外，这些关系同样适用于电极部分的剩余对112/122、113/123，…。即，将中间电势部分S和控制电极G设置在能够相对于第一电极D1和第二电极D2维持预定耐压的位置。

[0081] 如上所述，将具有位于第一和第二电极D1和D2的电势之间的中间电势的中间电势部分S以及用于对中间电势部分S执行控制的控制电极G设置在能够相对于第一和第二电极D1和D2维持预定耐压的位置。因此，如果第一电极D1处于高电势并且第二电极D2处于低电势而且双向开关元件11c截止(即在将0伏特信号施加到控制电极G时)，则至少位于第一电极D1和控制电极G/中间电势部分S之间的电流被阻挡(位于控制电极(栅极)G正下方的电流被阻挡)。

[0082] 另一方面，在双向开关元件11c导通时，即在将超出预定阈值的电压信号施加到控制电极G时，如由图10中的箭头所表明的，电流沿着从第一电极D1(电极部分111、112、113，…)到第二电极D2(电极部分121、122、123，…)的路径流经中间电势部分S。这也同样适用于相反的情况。

[0083] 如上所述，通过将中间电势部分S形成在能够相对于第一和第二电极D1和D2维持预定耐压的位置，即使在施加到控制电极G的信号的阈值电压降低到最低要求电平时，也能够可靠地使开关元件11c导通/截止并且能够实现低导通电阻。此外，通过在构造主断开/闭合单元11中使用该新颖的开关元件11c将控制信号的基准电势(GND)设置为等于中间电势部分S的电势，能够由具有几个伏特的控制信号驱动的控制电路13直接控制高电压商业功率源。

[0084] 此外，与第四实施例相比，第五实施例的负载控制器1E不受整流器12的二极管的压降的影响。因此，即使实现主断开/闭合单元11的电传导和非电传导之间切换的阈值电压被降低，也能够可靠地维持该非电传导。并且，在使用形成于异质界面的二维电子气层作为沟道层的横向晶体管元件中，使元件非可导的阈值电压与电传导的导通电阻有关。因而，降低阈值电压能够导致导通电阻降低，这使得能够实现尺寸减小且高容量的负载控制器1E。

[0085] (第六实施例)

[0086] 接下来，将描述根据本发明第六实施例的负载控制系统。图12是示出根据本发明第六实施例的负载控制系统的配置的方框图。第六实施例的负载控制系统30包括多个负载控制器1A以及用于远程控制多个负载控制器1A的总控制单元31。可以适当设置连接到总控制单元31的负载控制器1A的数量。

[0087] 可以使用布线或者无线地将每一个负载控制器1A连接到总控制单元31。每一个负载控制器1A接收从总控制单元31传输的控制信号并且基于该控制信号控制连接到负载控制器1A的负载3。总控制单元31向每一个负载控制器1A的主控制单元20传输控制信号。从总控制单元31传输的控制信号包括与负载控制器1A的其中之一相对应的地址信号。

[0088] 在接收到对于其给出的包括地址信号的控制信号时，每一个负载控制器1A对该控制信号做出响应而控制负载3。尽管图12示出第一实施例的负载控制器1A作为连接到总控制单元31的负载控制器的示例，但是并不限于此，该实施例中的负载控制器可以是第二到第五实施例的负载控制器1B到1E中的任意一个。而且，可以将这些负载控制器1A到1E的适当组合连接到总控制单元31。

[0089] 如上所述，通过从总控制单元31向相应的负载控制器1A传输包括对于每一个负载控制器1A给出的地址信号的控制信号，能够单独地控制连接到其的负载。具体地说，对于商用的负载控制系统，通过使用电子控制的负载控制器1A，能够单独或者整体地控制多个负载3。

[0090] 尽管已经针对所述实施例示出和描述了本发明，但是本领域的普通技术人员应该理解，在不偏离由所附权利要求限定的本发明的范围的情况下可以做出各种改变和变型。