[0001] 本发明涉及电源领域，尤其是墙壁插接的AC适配器，尤其是被设计用于提供高的墙壁插接效率和低的待机功率消耗的电源。

[0002] 由AC市电电源供电的DC电源可能是当今使用的最常见的电源，这种电源用于为诸如移动电话、膝上型计算机的便携式电子装置供电，或对电池充电，例如公知的墙壁充电器或适配器或行进转换器。如果是“高效率”型的，这种电源通常使用整流器电桥，具有电容器输出，用于储存和平滑的目的，为开关模式型的DC/DC变换器供电，一般是脉宽调制(PWM)电源，这种电源在其输出也经过电容器平滑化，以产生调节的低压DC输出。尽管与以前可用的线性稳压电源相比这种电源的效率更高，但近来有一种与环境关注有关的趋势要进一步提高效率，尤其是在将它们连接到市电电源但不向负载提供电流时减少装置的待机消耗。

[0003] 一直都需要这样的电源，与现有技术的电源相比，其进一步提高墙壁插接效率并减少待机功耗。

[0004] 在说明书这一节和其他节中提到的出版物的每一个的公开都通过引用并入本文，每一个都全文并入。

[0063] 现在将参考图1，示出了现有技术墙壁AC电源的示意电路图，该电源使用电容器平滑的整流器电桥10为脉宽调制(PWM)DC/DC变换器12馈电。首先可以引导来自电桥10的整流输出通过RFI滤波器，RFI滤波器通常是π截面滤波器，包括一个或两个电感器13和一对小值的电容器15。该滤波器防止电源中内部产生的噪声辐射返回到AC市电电源线中，通常由调节要求进行管理。在图1所示的实施例中，仅示出了单个用于储存/平滑目的的电容器14，但要理解，也可以与它们之间的电感或电阻器一起使用独立的储存和平滑电容器。储存/平滑电容器14通常是电解电容器。由于它们工作在高电压，并且由于它们需要有足够高的电容来提供良好的平滑电平，所以它们必须是大的部件。对于由220伏AC电源输入操作的典型5瓦、5伏电源而言，平滑电容器14通常大约为10μF到25μF，额定工作电压至少为350伏。这种10μF的电容器具有较大的物理尺寸，通常直径10mm×长度8mm。此外，使用这种大电容器值要求在输入端处使用诸如电阻器的限流部件16，以便在接通时限制进入电容器中的冲击电流。如这种电源中通常情况那样，因为采用全波整流，所以每半个周期为电容器提供补充电流。这种补充电流发生于较短脉冲的大电流中，因为储存/平滑电容器的目的是提供纹波尽可能小的输出，纹波与电容器的尺寸和成本相称。这意味着输入电流只能在半周期的小部分上对电容器充电。需要在PWM的输出和输入之间桥接反馈环路，反馈环路通常具有光耦合器隔离19，以便提供输出电压的所需控制。 [0064] 图2中示出了来自整流器电桥的输出。纹波电平取决于所用储存/平滑电容器的值，对于所述示范性电源而言，具有25μF的电容器，纹波大约 是DC输出电平的30％。电容器越大，PWM DC/DC变换器需要容纳的纹波就越小，精确电源常常使用更大的电容器和低得多的纹波电平。不过，设计良好的5伏调压输出PWM电源能够应对50伏或更高输入电压纹波而不出问题。因为由于大的平滑电容器14，输入到PWM变换器的输入纹波较低，有可能在图1所示PWM电源的调压输出端处使用较小值的电容18。图2中还示出了电流脉冲I，该电流脉冲I是每半个周期从整流器组件汲取的，作为储存补充之用。

[0065] 现在参考图3，示出了本公开中所述类型的示范性新颖墙壁充电器电源的示意电路图。一般将这种电源用于操作便携式电子装置或从AC市电电源对电池充电。可以构造充电器以输入非常宽范围的AC电压，通常在85和265伏之间，以覆盖市电电源所有一般可用资源，并在5伏调压DC电压下输出1安培的电流，即5瓦的输出。

[0066] 要强调的是，尽管为了描述本公开的电源工作在本节中使用了5伏5瓦电源的范例，但这完全是一个普通示范性实施例，本发明决不意在受限于用于本特定实施例的值。 [0067] 此外，还要理解，尽管在这种电源中一般使用全波整流，从而在AC电源的每半周期发生电流脉冲，关于电源设计的同样考虑也适用于半波整流。于是，根据所用的整流类型，在本申请中意在可互换地使用术语半周期和周期，并且还这样理解为可互换地主张权利。

[0068] 此外，尽管这些范例的电源被描述为利用脉宽调制(PWM)的电源单元，但要理解也可以利用任何其他类型的可控电源单元实现它们。

[0069] 充电器被构造成具有若干有利特征，这是当前或即将发生的调压要求、或正在运转的市场力量所要求的。尤其将充电器设计成对环境友好，具有不浪费资源的性能参数。以下是本公开的充电器应当提供的特征的非限制性列表：

[0070] (i)在连接到市电电源但不向负载供应电源时待机电流非常低。与现有技术充电器中常见的一般高达300mW的功耗相比，示范性5伏、5瓦电源被设计成在待机状态下耗散少于30mW。

[0071] (ii)墙壁插接效率高。与现有技术充电器中常见的典型70％效率相比，如本申请所述构造的典型电源被设计成具有至少80％的效率，优选高达85％。 85％的效率实际上会将工作期间的功率损耗削减一半。

[0072] (iii)高的功率因子。与现有技术AC/DC充电器中常见的0.5到0.6的功率因子相比，本公开示范性电源被设计成具有至少0.85的cosineφ。现有技术装置中出现这样差的功率因子一般是因为在二极管整流器电桥的输出端处使用的大储存电容器，在整流器向储存电容器输出补充电流的时间期间，大的储存电容器在每个半周期的短时段上汲取大的电流脉冲。利用下文将要描述的主动控制特征，并且因为在每个AC半周期(对于全波整流而言)的这样大部分上从市电电源汲取电流的特性，根据本公开所述拓扑构造的电源将容易实现0.9的功率因子。

[0073] (iv)装置体积小。根据本申请的AC墙壁适配器充电器被设计成比现有技术充电器具有更小体积，这不仅使得产品更被市场接受，而且在其生产时使用更少的原材料。 [0074] (v)良好的保持时间特性。可以将根据本公开的示范性电源构造成能够提供长的保持时间，以应对市电电源的下降，并且与类似额定值的现有技术电源相比利用显著小体积、更少成本和更大可靠性的电容器实现这一特性。这个优点是因为与现有技术电源中一般的可能相比，电容器中存储的功率的利用率百分比显著更大。

[0075] 图3中所示的本公开电源的示范性实施与图1中所述现有技术电源的不同之处在于，其并入了两个串联的PWM电源，第一PWM电源32为第二PWM电源33馈电。第一电源PWM1被构造成DC/DC单元，以输出稳定性较差的电压，可以比期望的输出电压高若干倍。被构造成DC/DC变换器的PWM2然后取得这个输出并产生处于期望电压的调节良好的输出。这种布置提供了若干优点，这些优点累加在一起能够实现上文所述的(如果不是全部的话)大部分目的。

[0076] 首先，图3的电源不需要在整流器输出端使用储存/平滑电容器。对于本公开的5伏、5瓦的示范性电源，在二极管电桥输出端使用的“存储电容器”30(或“存储器”和“平滑”电容器)优选仅约为0.1μF，这是图1所示现有技术电源中使用的典型10μF值存储电容器的小部分。这种电源的电容器实现了与现有技术电源的存储电容器完全不同的功能，其中其功能是与可接受的电容器尺寸相称地尽可能地平滑电桥的输出。相反地，在 图3中的PWM1的输入端处示出的一个或多个电容器与适当的一个或多个电感器31一起充当强制性RFI组件，用于防止辐射被发送回AC电源。由于它们在PWM1的入口处的位置，在这里仍然将它们称为“输入电容器”。

[0077] 因为图3的示范性电源中使用的输入电容器的值小，所以在每个半周期实际上没有补充冲击电流，从而可以消除图1的限流器16，从而节省了这个部件中消耗的浪费能量。使用的0.1μF输入电容器在物理尺寸上比现有技术电源中使用的电容器小很多。除了物理尺寸的优点之外，这样的低电容值使得使用陶瓷电容器而非电解电容器成为可行的，在使用几μF或更高的平滑电容器的现有技术电源中会需要电解电容器。陶瓷电容器比电解电容器具有更低的泄露和更好的总体高频性能，使得使用它们一般是有利的，尤其是在RFI滤波器组件中，并且性能得到改善。

[0078] 然而，使用这种小型输入电容器的结果是，整流器组件输出中的纹波电平比现有技术电源大很多。图4A示出了图3的示范性电源的整流器组件输出电压的曲线图，从曲线图可以看出，由于输入电容器这样小，它在峰之间几乎完全是空的，并未像实际存储电容器那样工作。如果根本未使用输入电容器(在不需要RFI滤波器的情况下)，电桥输出电压在每个半周期，每次AC波形过零时，实际将降到零。因此本发明的电源特征可以在于，第一开关模式电源模块PWM1在AC周期的大部分，如果不是全部的话，从整流器组件汲取电流。 [0079] 作为小输入电容器的结果，电桥的输出电压将从几十伏或更小量级的最小值一直变化到未平滑整流器组件的峰值输出电压。在图3所示的范例中，可以看出对于250伏的AC墙壁电压而言，这个电压是从大约60伏到360伏的峰值，即300伏或更大一些的范围。对于图3中所示的范例，构造PWM1以提供15伏的DC输出额定电压。不过，因为输入电容器30小，PWM1的输出电压也具有大的纹波，在AC过零附近的每个半周期的该部分期间从输出电压开始显著下降，如图4B所示。为了克服这种下降，这种下降可能劣化被供电装置的工作，在PWM1的输出端处增加电容器35，然后填充图4B所示的输出特性中的下降，从而获得图4C所示具有更温和纹波的输出。于是可以将PWM1的这个输出电容器35视为充当整流器组件的存储电容器，其不在整流器输出端的常规位置，而在第一开关模式电源模块PWM1的后面。 最低纹波电平取决于所用电容器35的尺寸。如果电容器35足够大，对于所述示范性电源而言大约为几千μF，可能高达4,000μF，就可能获得稳定的DC输出，纹波非常小，大约为50mV，用于移动装置这是可以接受的电平。如果使用这种大电容器，就不需要PWM2了，以便满足稳定输出的要求。用于在较低电压下工作的这种尺寸的电容器仍然显著小于工作在二极管电桥的350伏峰值输出下的10μF左右的电容器。于是，与图1所示类型的类似额定值的现有技术电源相比，即使是仅使用一个PWM(具有实际从PWM的输入端移动到输出端的存储电容器)的本范例也能够减小电源的尺寸。

[0080] 然而，为了更加改善本发明电源的特性，再次参考图3，从中可以看出电容器35处的输出被输入到第二PWM 33，其中执行一级DC/DC变换，这次下降到5伏的期望输出电压。因为该PWM能够使用PWM1的DC输出作为其输入来提供良好的调节，因此其能够将电容器
35的值减小一到两个数量级，对于15伏、5瓦的示范性输出通常减小到大约100μF。那么，来自PWM1的输出具有从15伏通常下降到甚至6伏的纹波电平。不过，可以由PWM2电压容易地应对这样的宽输入电压范围。在PWM2的输出端，将小电容器37用作输出滤波器，并为下文结合PWM2的待机模式描述的低压探测器提供采样点。本优选实施例的直接优点在于，PWM1的输出端处通常额定100μF、16V的电容器尺寸大约为直径7mm×高度4mm，显著小于典型的额定4000μF、5V的电容器，如果要仅使用一个PWM，后一种电容器将是必需的。除了伴随而来的成本和资源使用的节省之外，这本身为所述电源提供了与图1的现有技术类型电源相比显著的营销优点。

[0081] 额外的优点是因为本实施例更小电容器35的能量利用率更高。由表达式E＝2
VC/2给出电容器中存储的能量E，其中V是电容器C上的电压。在使用大的储存/平滑电容器的现有技术电源中，所存储的能量高，因为C的值大，但由于纹波电平必须要保持这样小，所以该存储能量中仅有非常小的部分被电源用于在周期中来自整流器电桥的输入电压低于电容器电压时的该部分期间提供输出。由以下表达式给出所利用的能量ΔE： [0082] ΔE＝(V12-V22)C/2，

[0083] 由下式给出实际能量利用率与最大理论能量利用率的比：

[0084] RE＝(V12-V22)/V12

[0085] 其中V1和V2是电容器上的峰值和最小电压。由于现有技术电源中的纹波V1-V2这样小，所以所利用能量的比例也小。根据本申请电源的各种范例，它们允许的纹波电压很大，电容器的利用能量相当大，因为V1和V2之间的差异大得多。结果，电容器35的能量利用分数高很多，大部分存储的能量被用于填满PWM1输出中的低谷。

[0086] 然而，电源中额外PWM模块的额外成本显著超过由于电容器C 35尺寸减小带来的电源成本减少。如下所述，由于存在使用第二PWM 33获得的额外益处，补偿了本文所述电源中的这一额外成本。

[0087] 电源现在包括两个独立的变换器模块，在PWM2中进行输出电压的调节和电流调节。PWM1实际仅充当缓冲DC电源，向PWM2中提供粗略调节的15伏DC输入，纹波电平允许电压下降到6伏。与单级电源相比，这种分割自身提供了更好的总效率，因为在诸如现有技术电源中使用的具有大输入/输出电压比的AC/DC开关模式电源和具有小输入/输出电压比的作为DC/DC开关模式电源的PWM2之间存在内在的差异。具有高压电源输入的AC/DC开关模式电源电路一般必须有将输入与输出侧物理分开的拓扑结构，因此电路必须是浮置的，没有任何公共地。这种拓扑结构施加的约束限制了这种电源可实现的效率。此外，输入/输出电压比非常大，从360V AC峰值下降到高度调节的5V DC输出，这可能难以以高效率实现。另一方面，DC/DC变换器，例如PWM2具有简单得多的电路拓扑结构，具有公共地构造和小的输入/输出电压比，从而能够实现非常高的效率，如下文进一步所述。尽管PWM1也充当AC/DC电源，在将输入AC整流器包括到其功能中，从而具有浮置配置以提供输入和输出之间的隔离时，显著缓和了其工作条件，因为要求的输出调节较不重要，且输入/输出电压比低于现有技术的单单元电源的输入/输出电压比。因为PWM1所需的调节电平显著减小，所以PWM1的反馈电路可以比现有技术电源更简单，由此进一步节省了部件成本。 [0088] 使用两个串联PWM单元获得效率提升还有更具体的原因。在每个PWM之内，如下面的图5所示，一般有输入切换和控制电路55、高频变压器56和二极管整流器57。在二极管整流器两端一般有大约0.6V的压降。根据图1的现有技术范例，其PWM单元提供5伏的输出，二极管两端0.6V的压降代表5伏输出电压的大约12％。另一方面，在图3所示的本发明实施例中， 0.6伏的二极管压降仅代表PWM1 15伏输出的大约4％，使得PWM单元中的功率损失减少了3倍。根据绝对损失表达这种比较，在现有技术5伏、5瓦单PWM电源中，1安培的额定电流将在二极管两端耗散600mW，而在同样额定5瓦的15伏电源中，使用这里描述的双变换器架构，330mA的电流将在二极管两端仅耗散200mW，由此提高了第一PWM单元的效率。将PWM1更低输出电流的这种效果与省去冲击电流限制器而节省的功率组合在一起能够实现PWM1 90％的效率。使用PWM1更高DC输出的额外优点是减小了高频变压器56的寄生磁阻，因为次级电压比直接在一个PWM电源中提供5伏输出时大三倍左右。这节省了用于中和这种寄生磁阻效应的部件，这在改善总效率方面也是有利的。 [0089] 此外，由于PWM2现在仅在低压下工作，所以可以使用同步的整流器MOSFET构造其而非简单的二极管整流，由此提高了整流效率，从而可以实现高达95％的效率。如果由于其较低的额定电流使得PWM1能够实现90％的效率，那么本公开的新颖电源设计的总效率将是大约90％×95％＝85％。于是使用这种双PWM设计能够显著提高电源的效率。 [0090] 此外，为PWM1使用小的输入电容器还用于改善电源的功率因子。在现有技术的电源中，存储电容器的尺寸使得二极管电桥仅需要为电容器补充很少的量，例如从300到360伏，在周期的短部分上汲取的这一输入电流脉冲劣化了装置的功率因子。小的输入电容器允许PWM1的输出显著下降，在本发明的示范性电源中从15V下降到6V。为了重新填充输入电容器，电源在AC周期的长得多的部分(如果不使用电容器，则在AC周期的基本全部上)中从AC电源汲取电流，从而在更长时间内使用较小的电流，从而与现有技术的电源相比改善了功率因子。

[0091] 由于很多这样的电源，尤其是用于移动电话用途的那些，花费其很多时间在待机状态中，因此与从电源汲取的待机电流可以实现的任何减少带来的环境优势相比，使用期间的功率损失的减小通常很小，尽管其自身对环境是有利的。在现有技术的电源中，例如在图1中所示的电源中，一般通过确保从输出电容器18及其驱动电路泄露的非常少来获得最佳的待机状态，使得实际上PWM不需要提供任何电流。不过，PWM电源仍然是活动的，尽管其实际不提供电流，即使实际不汲取任何电流，其开关FET和其他控 制装置也一直在工作，调节输出电压。在休眠时，是这些控制功能补偿了这些现有技术的电源的典型300mW功耗。

[0092] 现在参考图5，其示意性地示出了可以如何操作图3所示类型的两级电源，从而与现有技术的电源相比显著减小待机电流，优选减小高达一个数量级。该系统通过被称为“双脉冲”配置的工作。在探测到没有负载状况时，通过完全关闭两个PWM，该电源工作，从而在PWM中不使用控制电源。该电源与图3所示的不同在于，增加了低压探测器(LVD)51、52，用于监测每个PWM级的输出电压。每个LVD一般包括具有内部精密电压基准的比较器。在输出电压使得未指出任何负载状况时，每个LVD工作以关闭其PWM，直到产生下一脉冲。 [0093] 首先看PWM1，以示出电源的唤醒模式的总体工作，在PWM1处于待机模式时，它被完全关闭，控制功能必须在需要时指示其唤醒。这是LVD 52的功能，下文将描述其操作。部件53是光耦合器，在电源的输入端处提供对来自电源电压的输出的隔离。在下面的图10中所述的示范性电源中示出了提供这种隔离的备选方法。通过监测PWM1输出电容器35上的电压来确定要唤醒的信号。在LVD 52中的控制部件探测到由电源上的负载导致的电容器35上的电压下降的时刻，它们指示PWM1中的开关电路55开始工作，PWM1供应电流以重新装满电容器35，并为负载的要求供电。

[0094] 现在参考PWM2，其标称调节输出为5伏。设计PWM2的输出的调节特性，使得在没有负载时，或在汲取的电流非常小时，允许输出电压非常轻微地增加，或许增加到5.2伏。低压探测器51可以使得在其输入电压到达5.2伏时，其输出完全关闭PWM2的信号，将其电源电压断开连接，使得PWM2基本不汲取任何电流。LVD自身汲取非常低的电流，通常大约为
1微安，使得其功耗可以忽略。选择LVD，使得在其输入电压稍微小于PWM2的标称5伏输出时，例如为4.9伏时，LVD再次打开PWM2，使其在一系列操作中再次提高输出电压。在无负载状况下，在LVD将再次关闭PWM2时，PWM2可能花费大约200μs的时间将电压升高到5.2V。
只要电源上没有负载，仅仅由于泄露的原因，输出电压非常慢地下降，它可以花费大约半秒-6
从5.2V降到4.9V。于是，PWM电源的占空比大约为200×10 /0.5，即仅为0.02％。在大电流下执行脉冲自身，使得即使对于它打开时的短周期，其效率也是高的。 在图6中示意性地示出了PWM2的输出电压，其中脉冲操作的效果被示为将输出电压升高回到5.2伏。显然，如果在电源的输出端有负载，汲取的电流将阻止输出电压到达5.2V，PWM将保持接通，根据负载要求在其正常电流受控模式下向负载供应电流。于是，对于PWM2而言，在睡眠模式下从其输入电容器35到其输出电容器37的总电流消耗大约仅为10μA的数量级。 [0095] PWM1也在脉冲模式配置下工作。LVD 52具有光耦合器53用于隔离，监测PWM1的输出并被设计成在这种选定范例中在其输出电压到达15V时关闭PWM1。在无负载状况期间，输出电压由于部件两端的泄露而下降，并选择LVD 52电路，通常用于在电压降到低电平时再次接通PWM1，低电平可以是大约12V，并将电容器35再次充电到其标称电压，15V。如PWM2那样，这种再充电脉冲操作时间也可以大约为200μs。并非让电压衰减到6伏，如图
4C所示，使用了较高的接通电压，例如12V。这样做使得在关闭状况期间需要负载电流时，不论在图7的曲线图中施加负载的时间点如何，在电容器35中都应该有充分多能量以启动直接相连的电源。如果允许电容器35上的电压下降到6伏，并且在那个时间点需要电流，PWM2将不能立刻从电容器35中存储的能量供应期望的输出稳定电压。将最小电压降限制到较高电压，例如12V，确保了对应用负载的快速响应。

[0096] 利用大约150μF的电容器35，所存储的能量使得电容器上的电压衰减允许在需要另一脉冲之前过去几秒。这个长间隔也是由大的差动开/关电压范围导致的，意味着PWM1在其睡眠模式中汲取的总电流非常低。结果是，主要由PWM1关闭的时长确定总的睡眠模式消耗，因为脉冲操作的占空比很短。在图7中示意性地示出了PWM1的输出电压，其中脉冲操作的效果被示为一旦其降低到12伏就将输出电压升高回到15伏。 [0097] 公知的是，通常，在电源远低于其额定输出工作时，其效率一般会下降，因为不论它们供应的输出电流如何，都有各种电路元件使用的静态电流。本公开的各种电源范例的架构使得即使在工作在低输出电平时，电源也继续以良好效率工作。可以通过如下布置实现这点：双脉冲操作不仅工作在待机模式下(此时基本没有电流供应)，而且工作在小功率下，其中供应的电流很低。这是通过“调整”电源的调节来实现的。在正常大电流工作状态下，电源控制确保满足所连接负载的电流需求，从而维持输出电压 的稳定性。随着负载减小，电源需要向负载供应的电流也下降。

[0098] 根据这种模式的电压操作，PWM可以供应的最小电流被限制在一些预定电平，在这些预定电平以下，输出电流不能下降了。现在，随着负载继续减小，电流不能下降到该预定电平之下，负载不需要的过剩电流导致电压升高。与该PWM电源关联的LVD一探测到这一电压升高，就关闭PWM，从而进入准待机状态。然而，与真实待机状态不同的是(在真实待机状态下基本不从电源汲取电流)，在这种情况下，仍然汲取小电流，这个电流迅速将PWM电源的输出电压再次拉下降，从而再次激活电源，并退出准待机状态。电源于是在小电流下进入和退出其脉冲工作模式。这种工作模式基本是高重复率脉冲工作模式，确保了即使在供应小电流时，也将效率保持在可接受水平，因为电源或者处于具有良好效率的相当大电流电平下，或者是关闭的。在这种情况下，与真实待机状态期间相比，脉冲操作基本以高得多的速率发生，在真实待机状态下，仅电流泄露最终会导致PWM电源提供电流脉冲。 [0099] 总之，这种示范性电源于是能够工作在若干种不同模式下：

[0100] 1.待机或睡眠模式，此时两个变换器都睡眠，监测一个或多个存储电容器上的电压以探测何时唤醒PWM1提供电流脉冲来补充电容器。通常在变换器的全速率电平下供应脉冲电流以保持良好的工作效率。

[0101] 2.正常运行，中等或大电流低，期间，PWM1的电流控制通过监测电流和输出电压中的至少一个确保输出电流匹配负载的要求。这里不使用脉冲模式工作。 [0102] 3.小电流模式，这时电源工作在脉冲工作模式类型中，提供全电平的脉冲电流以匹配负载要求，由此确保保持良好的效率。如果电流需求下降，那么脉冲的频率变小，但每个脉冲之内的电流电平不减小。

[0103] 通过在两个变换器，PWM1和PWM2的输出端监测存储电容器上的电压对这些不同模式实施控制。

[0104] PWM1需要逻辑电路以便确保，一方面，电路在任何时刻都准备好工作，允许提供电源之前不超过毫秒的一小部分，另一方面，电路应当在不使用时基本完全睡眠。 [0105] 不过，在电源关闭并第一次被打开时，对于光耦合器而言根本没有电 压可用于使PWM1能够打开自己。因此，必须提供逻辑电路以便确保光耦合器有电压可用于正确打开PWM1，从而电源准备好在任何时候工作。不能允许光耦合器在处于睡眠模式下时汲取电流，因为那将劣化低电流睡眠模式的性能。于是，光耦合器仅在正汲取电流时工作，在不汲取电流时关闭。

[0106] 现在参考图8A到8D，其示出了如何可以有利地使用上文所述使用两个串联电源模块的双电源拓扑来提供用为负载装置供电的墙上插座电源，与现有技术的电源相比，其具有更小截面的连接电缆。图8A示出了这种用于插入墙上插座81的现有技术AC/DC电源80，低压电缆82将电源的输出端连接到插头83，插头83用于插入负载装置(未示出)中。
图8B现在示出了根据以上图3和5所示电路拓扑构造的示范性电源85的机械外观，其并入了两个脉宽调制电源模块，被标记为PWM1和PWM2。将这个电源85连接到负载装置插头
83的电缆82类似于如图8A所示现有技术设计中使用的电缆。

[0107] 现在参考图8C，其示意性地示出了本公开描述的电源的另一有利构造，其中两个电源模块被物理隔离。将标记为PWM1的第一电源模块86并入用于插入AC墙上插座81中的插头中。标记为PWM2的第二电源模块88并入用于连接到负载装置的插头中。将墙上插头处的第一电源模块86与插入负载装置的第二电源模块88连接在一起的电缆87承载比负载装置所需电压更高的电压，典型为15V下的电压，负载装置需要的电压典型地为每个大约5伏。因此，这种电缆中的电流比图8A中所示的现有技术设计以及图8B中所示的其中两个电压模块都被并入墙上插头85中的新颖电源设计的连接电缆82更低，典型地低三倍。因此，图8C中所示的分离电源模块配置的连接电缆87能够比图8A和图8B的现有技术具有更细的截面。

[0108] 这种分离电源模块配置具有若干优点：

[0109] (i)从墙壁插头86流向装置插头88的更低电流表示与现有技术的电源相比连接电缆87中电阻消耗更少。可以通过使用更细且因此更具柔性的导线，或使用相同截面导线获得的更高效率来实现这一目的。即使使用更细的导线，且沿着电缆有损失和电压降，也可以在第二电源模块PWM2中补偿这种电压降。

[0110] (ii)可以将两个电源模块构造成具有小的物理尺度。第一电源模块 PWM1由于消除了现有技术设计中一般使用的大平滑电容器，能够做得充分小，可以将其配合到比标准墙壁插头大不多的插头中。类似地，第二电源模块PWM2是DC/DC变换器，可以做得足够小，使其配合到物理上与用于连接到负载装置的标准插头差不多大的插头中。 [0111] (iii)如果使用更细的连接电缆87，它将比现有技术连接电缆占据更小体积，如图8D所示，可以方便地收藏在可缩回的卷轴89中，从而在不使用时能够整洁地隐藏起来。可以将卷轴89并入墙壁插头86自身之内，实现特别紧凑的布置。

[0112] 现在参考图9，其示意性地示出了图8A-8D所述分离电源的额外应用，可以将其有利地用于诸如移动电话93的便携式装置，移动电话93具有USB输入端95，用于为装置供电或为其内部电池充电。墙壁插头单元91相当于图8A-8D的墙壁插头单元86，适于插入AC市电电源中，本范例中市电电源被示为介于80和265V之间。它包含整流器电桥和DC/DC变换器，在前面的图中被示为PWM1，以及输出储存/平滑电容器92。这个电容器可以是较小的电解电容器或钽电容器，甚至是陶瓷电容器，因为在变换器的输出端能够容忍高的纹波，所以允许其电容值较低。类似于图4C中所示，在曲线图94中示出了这个输出的绘示图。 [0113] 从墙壁插头单元91开始的输出电缆适于插入移动电话93的USB输入端中。这个输入端口为DC/DC变换器96馈电，由本申请中前面附图中的PWM2电源单元实现。可以将来自该DC/DC变换器的输出用于对装置的内部电池97充电或利用其控制器98对电话自身供电。然后执行功能，来自DC/DC变换器96的输出具有低纹波电平。本变换器还提供了用于对电话的LI离子内部电池充电的正确充电电流特性。

[0114] 对于这种蜂窝电话应用而言，墙壁插头单元的输出可以高达9V，在DC输入电压过零期间降到5V。这样的输出适于输入到蜂窝电话的USB输入插座中，该插座典型地能够接受从USB电源允许的下限，4.4V，直到10V的DC输入。这种实施方式于是能够提供为具有USB输入端的蜂窝电话充电的墙壁适配器，该墙壁适配器重量轻、效率高且尺寸小，还有本公开中上文所述的电源架构的其他优点。

[0115] 在本公开的电源中，如图5所示，在PWM1处于待机模式时，其完全关 闭，控制功能必须指示其在需要时唤醒，由PWM1的输出电容器35上的电压电平确定何时需要。在探测到电容器35上的电压下降的时刻，例如在向电源施加负载时，指示PWM1中的开关电路55开始工作，PWM1供应电流以重新装满电容器35，并为负载的要求供电。到目前为止图5的电源被描述为使用了光耦合器53，以便隔离用户能够触及的DC/DC变换器的低压电源输出与控制AC/DC变换器的点处的AC/DC变换器输入端处存在的电源电压。在图1的现有技术电源中还示出了这样的光耦合器。

[0116] 然而，光耦合器是较昂贵的部件，使用电路板上宝贵的面积。于是现在参考图10，其示出了另一示范性电源，其中无需使用光耦合器就实现了对AC/DC变换器的控制反馈。利用脉宽调制电源PWM1的主变压器以便提供从输出电容器上的电压返回PWM电源控制的反馈，以便在需要从睡眠模式唤醒它时启动PWM1。在PWM1处于其睡眠模式时，不使用高频变压器，于是其自由执行该功能。

[0117] 在图10中，示出了变换器PWM1的分立功能部件，以便示出这一特定实施方式的操作。与图5所示的电源公共的是，图10的电源包括两个串联的DC/DC电压变换器——PWM1和PWM2。变换器PWM1与现有技术的脉宽调制电源不同之处在于，除了主初级绕组102之外，高频变压器100还有额外的初级绕组101。就是使用这个额外绕组来发射控制信号，用于从其睡眠模式中唤醒第一变换器PWM1，同时在直接连接到电源输入电压的第一变换器PWM1和输出级之间仍然提供隔离。于是这个额外绕组完成了前面示范性电源以及现有技术电源的光耦合器功能。

[0118] 这种实施方式以如下方式工作。像在前述实施方式中那样，由控制部件52监测输出电容器35上的电压。在控制部件52探测到输出电容器上的电压已下降预定量并且需要向电容器35中流入电流的时刻，或者仅仅为了补充电容器的泄露，或者为了开始向已经连接到输出端的负载供电，必须唤醒第一变换器PWM1以使该电流流动。控制部件52通过首先向整流二极管57两端连接的FET 103的栅极供应脉冲来这样做。瞬间闭合FET并将变压器的次级绕组104连接到电容器35，在次级中提供电流脉冲。这在变压器的初级上的额外控制绕组101中诱发等效电流。形成该脉冲并施加到PWM1的控制电路55的反馈输入FB，其使用该信号以从其睡眠模式唤醒PWM1。 需要图10中未示出的额外逻辑电路，以便即使在PWM1的控制电路处于待机模式时也能够探测到这个启动信号。在被唤醒时，PWM1控制电路55从输出SW输出控制脉冲以开启MOSFET 106，使得一串电流可以流经初级绕组102，以重新装满电容器35。在规则的正常功率输出运行期间，使用MOSFET106，利用控制电路55的电流感测输入CS控制经过初级102的电流，其监测流经电阻器R的初级电流。此外，在规则的正常功率输出运行期间，可以使用FB输入对电容器35上的电压进行采样，以用于控制功能中。

[0119] 这种布置有两个优点。首先，由变压器100提供隔离，不需要光耦合器。第二，用于向变压器的次级104提供电流脉冲的同一FET开关103还可以用于执行变压器输出电流的同步整流。与正向偏置的二极管57两端0.6V的电压降相比，在接通时FET两端的电压降可以低到20mV。于是，使用同步整流以与图5中相对于PWM2描述的类似方式，节省了整流二极管57两端几乎全部功耗，还大大提高了PWM1的效率。

[0120] 在图10中，由虚线边界线表示的第一变换器PWM1的边界被图示为也包括输出电容器电压监测电路52和MOSFET 103以及整流二极管57。要理解的是，包括或不包括部件作为PWM1的一部分是任意的决定，并不意味着以任何方式限制这种实施方式。 [0121] 在图10中，独立于控制信号源，仅向PWM1施加控制输入。结果，尽管图10示出了使用这一额外初级绕组向使用两个串联电压变换器的本申请中描述类型的电源提供隔离的控制输入功能，但要理解，这个概念在包括单个PWM单元的现有技术脉宽调制电源中具有更宽应用，不应认为这一新颖实施方式意在限于上文所述的双变换器拓扑结构。已经在电源处于睡眠模式并使用控制信号唤醒它时，例如在脉冲模式型配置下的使用中描述了隔离变压器绕组控制的这个方面的特别有利用途。不过，可能额外绕组能够用于即使系统正常工作时也供应隔离控制功能信号，例如利用从电源的开关模式频率去除的调制频率。 [0122] 当今越来越需要用于为关键装置(一般是除了电池驱动装置之外的那些装置)供电的电源应当具有很大的保持时间。电源的保持时间被定义为输入市电电源可能断电而电源仍然输出足以驱动为其设计的装置的电流的时间。为了在发达国家中使用，通常需要大约10或20ms的保持时间，即， 完整周期的一半或AC市电电源的完整周期。在较不发达地区，电力供应较不可靠，二或三个周期的保持时间是通常的要求，即高达60ms。在现有技术电源中是利用存储电容器来实现这样长的保持时间的，存储电容器比存储/平滑功能本来需要的大得多，它们的使用确保了电源能够在电源输入丢失时从存储电容器提供其输出。 [0123] 然而，在现有技术电源中通过在整流器电桥的输出端具有其存储电容器来提供长保持时间对用于本功能的电容器提出了非常严格的要求。这种电容器的额定电压必须是在市电电源处于其最大可能电平时预计的最高峰值电压，同时这种电容器的容量必须使得它们即使在电压处于其最低可能电平时的时间点市电电源停电时能够继续供应电源的额定输出。例如，考虑用于标称220V AC市电电源的常规电源。电源必须正常工作的电压范围从180V到260V。为了经受预计的最大峰值电压，电容器额定电压必须为400V。但是为了有充分多的存储量以在电压下降期间继续工作，电容必须在将仅充电到190V电压时在保持期间中提供输入电流。因此这两个参数为所用的电容器规定了高容量和高工作电压。从85V到264V工作的通用电源情况更为严重。因为在标称输入电压下使用时需要超额容量来继续在电压输入范围的下端工作，所以这种电容器仅使用了它们中存储能量的小百分比。于是，当在额定220V下使用具有足够大电容以在85V存储能量从而在若干周期内工作的电源时，仅利用了电容器中存储的能量的小部分。

[0124] 如果本公开中上文所述的示范性电源适于用于长保持时间，与现有技术电源相比的直接优点变得显而易见。由于主要储能电容器位于第一变换器的输出端，不论AC电源输入电压如何，它们始终被充电到同样的标称DC电压，即PWM1的输出电压，从而可以不论市电电源运行条件如何都选择电容器以提供所需精确量的能量以弥合保持时间。于是，即使市电电源在完全断掉之前要下降到其最小值，这些电源的存储电容器也将始终在基本相同的电压电平，即第一变换器的额定输出电压下被充电。换言之，第一变换器的效果是将存储电容器与A/C市电电源的稳定性隔离开。此外，这些存储电容器的位置处于比市电电源电平更低的电压电平点表示可以使用更低的额定电压电容器。这两个特征都为本公开描述的示范性电源提供了有利的成本、物理尺寸和性能。

[0125] 要用在这种双模块电源中的存储电容的选择在概念上与是否结合了保持时间补偿是相同的。存储电容器意在弥合输入AC电压不足以为负载提供其电流的周期，无论是AC过零点周期还是AC电源完全失效时的周期。所需电容的标准当然不同于上文所述，上文所述仅考虑了AC周期的过零点期间电压的下降。现在要使用的标准是，在电源设计工作的最大保持时间期间，允许存储电容器释放其能量的较大部分，以便继续通过第二DC/DC变换器操作负载。这种标准显然需要使用比不需要保持时间的电源更大的电容器，但仍是利用电容器之内存储的大部分能量这一特征将这种操作与在其输入端具有电容器的现有技术电源区分开。差异在于，现在应该使用所存储能量大部分的期间是额定保持期间，而不是半个循环周期。然而，要理解的是，装备有提供长保持时间的电容器的电源不再满足在周期间最高效使用存储容量的最佳需求，且电容器一般将有更大的值，从而可能不再满足在AC电源的每个半周期期间使用电容器中存储能量的大部分的标准。

[0126] 现在提供若干数字范例以便例示本申请中描述的示范性电源在保持时间方面的优点。

[0127] 由下式给出电容器中存储的能量：E＝V2.C/2。由保持时间和输出功率的乘积给出为了在给定保持时间内供应足够能量而需要在电容器中存储的能量。 [0128] 根据最大输入电压选择保持时间电容器的额定电压，并根据最低输入电压选择其电容。

[0129] 考虑三个范例：

[0130] 1.标准的220V现有技术电源(工作电压180-265V)

[0131] 2.通用现有技术电源(85-265V)

[0132] 3.本申请具有双变换器拓扑的电源

[0133] 1.220V电源：

[0134] 电容器额定电压为400V，但电容器仅被充电到最高预期峰值电压370V。 [0135] 总的存储能量为V2.C/2＝3702.C/2＝68，450.C

[0136] 为了计算电容器中实际存储的能量相对于可能的总存储能量的百分比，进行2步计算：

[0137] (a)

[0138] 最低峰值输入电压V2＝(180.√2-2)＝253V

[0139] (针对整流二极管两端的电压降减去2V)

[0140] 最高峰值输入电压V1＝(265.√2)＝370V

[0141] 因此，不考虑由于保持时间导致的任何电压降，相对于可能的总存储能量在最低电压存储的能量由下式给出：

[0142] (V2/V1)2＝(253/370)2＝47％。

[0143] 于是，在最低允许的AC市电电压下，电容器仅存储其在最高允许市电电压下可存储能量的47％。

[0144] (b)

[0145] 现在，考虑保持时间引起的电压下降，在保持时间期间，没有输入电流可用，随着电容器能量放空流入负载，电容器电压下降。对于标称220V的电源，在仍认为电源有效的同时可用电压的最大下降被接受为80V。于是，最低电容器电压可以从253V下降80V，即下降到173V。

[0146] 因此，由下式给出最低电容器电压为173V时保持时间结束前利用的存储能量相对于最低电容器电压为253V时在保持时间开始时的存储能量的比例：

[0147] (2532-1532)/2532＝53％。

[0148] 总之，对于现有技术的AC/DC 220伏标准电源而言，仅使用了电容器中可用存储能量的47％的53％，即25％。

[0149] 在针对标称可从85V到265V使用的通用输入电压电源执行相同计算时，结果是，在保持时间的持续期间，仅使用了电容器中可用存储能量的6％来传输到负载。 [0150] 在针对本公开中所述类型的电源执行这些计算时，由于输出电容器上的标称电压基本独立于AC电源电压的变化，如果不考虑保持时间，可以认为电容器在所用电容器中存储有100％的能量。

[0151] 相对于保持时间的下降，对于标称32V的电源而言，在仍认为电源有效的同时可用电压的最大下降被接受为19.5V。于是，最低电容器电压可以从32V下降19.5V，即下降到12.5V。

[0152] 因此，由下式给出最低电容器电压为12.5V时保持时间结束前利用的 存储能量相对于最低电容器电压为32V时在保持时间开始时的存储能量的比例：

[0153] (322-12.52)/322＝85％。

[0154] 总之，在这种情况下使用了电容器中85％的可用存储能量，使得这样的电源比现有技术电源的能量存储效率高得多。

[0155] 也可以进行计算以例示本公开的电源中使用的电容器尺寸与常规标准电源相比的差异。以保持时间为20ms的40W电源作为典型范例，由保持时间和输出功率的乘积给出实现这种保持时间所需的存储能量：

[0156] E＝20×10-3.40＝0.8焦耳。

[0157] 考虑到电源的效率低下，应当将存储电容器设计成供应大约0.9焦耳，以使得电源能够在保持时间期间提供足以为其负载供电的输出。对于这种40W电源范例所需的存储电容器，计算表明了以下特性：

[0158] (i)标准220V现有技术电源：

[0159] 68μF，400V额定值。尺寸典型为20mm直径×35m长度

[0160] (ii)通用85到264V现有技术电源：

[0161] 270μF，400V额定值。尺寸典型为30mm直径×40m长度

[0162] (iii)根据本申请构造的通用电源：

[0163] 2200μF，35V额定值。尺寸典型16mm直径×25m长度。

[0164] 可以看出，使用本公开中所述的新颖电源拓扑能够利用比现有技术电源显著小的尺度、更低的工作电压以及因此更高的可靠性和更低成本提供所需的保持时间。 [0165] 本领域的技术人员将认识到，本发明不限于上文具体示出和描述的内容。相反，本发明的范围包括上文所述各种特征的组合和子组合，以及本领域技术人员在阅读以上描述后能想到的其不在现有技术中的变化和修改。