技术领域 本发明涉及复合放大器(composite amplifier)，尤其涉及用于提高这样的放 大器的效率的方法和装置。 背景技术 在许多无线通信系统中，发射器中的功率放大器(PA)除了能够同时对分 布在相当宽的宽带范围内的许多无线电信道(频率)进行放大之外，还要求是 非常线性的。必须高效地进行该操作，以便减少功率消耗和冷却需求，并且增 加其寿命。由于非线性放大器会引起信道之间干扰信号能量的泄漏(leakage)， 因此需要很高的线性度。 足够多的独立射频(RF)信道混合的振幅概率密度或多用户CDMA(码分 多址)信号的振幅概率密度倾向于接近具有大的峰值与平均功率比的瑞利 (Rayleigh)分布。由于传统的RF功率放大器通常具有与其输出振幅成比例的效 率，所以对于这样的信号而言，其平均效率非常低。 针对传统线性功率放大器的低效率，已经提出了许多方法。最有希望的两 种方法是Chireix反相(outphasing)方法[1]和Doherty方法[2]。 为使得生产上文中所述的高效功率放大器的成本最小化，可能需要避免微 调(trimming)。由于传输线的元件值(component value)和电长度(electrical length) 会在所制成的放大器之间变化，所以它们都将或多或少失谐(detuned)或不平 衡(off balance)。迄今为止仍旧没有解决的一个问题是如何从不完美的 (imperfect)复合放大器获得最大效率(也就是这样的条件下的最佳可能)。 发明内容 本发明的目标是高效地驱动失谐的复合放大器。 根据所附的权利要求来实现该目标。 简要地说，本发明提供一种非线性驱动函数(drive function)，其具有随复 合放大器输出电压振幅而变化的相位。该特征能够将所描述的过渡点分成过渡 区域，这样就提高了放大器效率。事实上，该特征实际上可以用于有意地 (deliberately)使放大器失谐以提高效率。 附图说明 通过对结合附图而进行的以下描述的参考，可以更好的理解本发明及其另 外的目标和优点，其中： 图1是Chireix放大器的框图； 图2是具有修改的(modified)输出网络的Chireix放大器的框图； 图3是图示出组成(constituent)放大器的输出电压的振幅如何取决于归一 化Chireix放大器输出电压的示图； 图4是图示出组成放大器的输出电压的相位如何取决于归一化Chireix放大 器输出电压的示图； 图5是图示出组成放大器的输出电流的振幅如何取决于归一化Chireix放大 器输出电压的示图； 图6是图示出组成放大器的输出电流的相位如何取决于归一化Chireix放大 器输出电压的示图； 图7是Chireix放大器的非线性函数的示图； 图8是图示出Chireix放大器的效率如何取决于归一化Chireix放大器输出 电压的示图； 图9是Doherty放大器的框图； 图10是图示出主放大器和辅助放大器的输出电压的振幅如何分别取决于 归一化Doherty放大器输出电压的示图； 图11是图示出主放大器和辅助放大器的输出电压的相位如何分别取决于 归一化Doherty放大器输出电压的示图； 图12是图示出主放大器和辅助放大器的输出电流的振幅如何分别取决于 归一化Doherty放大器输出电压的示图； 图13是图示出主放大器和辅助放大器的输出电流的相位如何分别取决于 归一化Doherty放大器输出电压的示图； 图14是Doherty放大器的非线性函数的示图； 图15是图示出Doherty放大器的效率如何取决于归一化输出电压的示图； 图16是失谐的Chireix放大器的框图； 图17是图示出图16中的组成放大器的输出电压的振幅如何取决于归一化 Chireix放大器输出电压的示图； 图18是图示出图16中的组成放大器的输出电压的相位如何取决于归一化 Chireix放大器输出电压的示图； 图19是图示出图16中的组成放大器的输出电流的振幅如何取决于归一化 Chireix放大器输出电压的示图； 图20是图示出图16中的组成放大器的输出电流的相位如何取决于归一化 Chireix放大器输出电压的示图； 图21是图16中的Chireix放大器的非线性函数的示图； 图22是图示出图16中的Chireix放大器的效率如何取决于归一化Chireix 放大器输出电压的示图； 图23是失谐的Doherty放大器的框图； 图24是图示出图23中的主放大器和辅助放大器的输出电压的振幅如何分 别取决于归一化Doherty放大器输出电压的示图； 图25是图示出图23中的主放大器和辅助放大器的输出电压的相位如何分 别取决于归一化Doherty放大器输出电压的示图； 图26是图示出图23中的主放大器和辅助放大器的输出电流的振幅如何分 别取决于归一化Doherty放大器输出电压的示图； 图27是图示出图23中的主放大器和辅助放大器的输出电流的相位如何分 别取决于归一化Doherty放大器输出电压的示图； 图28是图23中的Doherty放大器的非线性函数的示图； 图29是图示出图23中的Doherty放大器的效率如何取决于归一化输出电 压的示图； 图30是在低输出振幅处具有电流限制的Chireix放大器的框图； 图31是图示出图30中的组成放大器的输出电压的振幅如何取决于归一化 Chireix放大器输出电压的示图； 图32是图示出图30中的组成放大器的输出电压的相位如何取决于归一化 Chireix放大器输出电压的示图； 图33是图示出图30中的组成放大器的输出电流的振幅如何取决于归一化 Chireix放大器输出电压的示图； 图34是图示出图30中的组成放大器的输出电流的相位如何取决于归一化 Chireix放大器输出电压的示图； 图35是图30中的Chireix放大器的非线性函数的示图； 图36是图示出图30中的Chireix放大器的效率如何取决于归一化Chireix 放大器输出电压的示图； 图37是在高输出振幅处具有电流限制的Chireix放大器的框图； 图38是图示出图37中的组成放大器的输出电压的振幅如何取决于归一化 Chireix放大器输出电压的示图； 图39是图示出图37中的组成放大器的输出电压的相位如何取决于归一化 Chireix放大器输出电压的示图； 图40是图示出图37中的组成放大器的输出电流的振幅如何取决于归一化 Chireix放大器输出电压的示图； 图41是图示出图37中的组成放大器的输出电流的相位如何取决于归一化 Chireix放大器输出电压的示图； 图42是图37中的Chireix放大器的非线性函数的示图； 图43是图示出图37中的Chireix放大器的效率如何取决于归一化Chireix 放大器输出电压的示图； 图44是失谐的Chireix-Doherty放大器的框图； 图45是图示出图44中的组成放大器的输出电压的振幅如何取决于归一化 Chireix-Doherty放大器输出电压的示图； 图46是图示出图44中的组成放大器的输出电压的相位如何取决于归一化 Chireix-Doherty放大器输出电压的示图； 图47是图示出图44中的组成放大器的输出电流的振幅如何取决于归一化 Chireix-Doherty放大器输出电压的示图； 图48是图示出图44中的组成放大器的输出电流的相位如何取决于归一化 Chireix-Doherty放大器输出电压的示图；以及 图49是图示出图44中的Chireix-Doherty放大器的效率如何取决于归一化 Chireix-Doherty放大器输出电压的示图。 具体实施方式 以下描述中，在所有附图中，相同的附图标记将用于相同或相似的元素。 而且，尽管Chireix和LINC放大器不是等同的，但是两者的输出网络将被 表示为Chireix类型输出网络或组合器。 在详细描述本发明之前，将简要描述Chirexi和Doherty放大器及其已知的 变化。 图1是典型现有技术的Chireix放大器的框图。作为Chireix和LINC放大 器中的关键方法-术语“反相”通常意指通过对信号分量分离器10中所产生的两 个调相的等幅信号进行组合来获得振幅调制的方法。在通过RF链(chain)12、 14(混频器(mixer)、滤波器、放大器)和功率放大器PA1、PA2的上变换(up conversion)和放大之后，在Chireix类型输出网络20中对反相信号进行组合以 形成放大的线性信号。这些等幅反相信号的相位被选择成使得它们的矢量求和 (vector summation)的结果产生期望的振幅。输出网络20包括两个四分之一波 长线λ/4(其中λ是对应于放大器的中心频率的波长)和两个补偿电抗+jX和-jX， 它们被用于扩展高效率的区域以包括较低输出功率电平。在[3，4]中分析了 Chireix系统的效率。在[5，8，9]中描述用于克服起因于增益和相位不平衡的非线性 的方法。Chireix方法还被用于商标为Ampliphase的广播发射器[6，7]。根据[21，13] 中所描述的增强(enhancement)，在过渡点以下应该线性驱动组成放大器以提高 效率。 Chireix放大器的优点在于能够通过改变电抗的大小(X)来改变效率曲线 以适应不同的峰值与平均功率比。在不考虑该调整的情况下在放大器之间等分 峰值输出功率，这意味着能够使用相等大小(相等最大输出功率)的放大器。 通过以下方式构建Chireix放大器的输出网络的另一实施例，即以量δ来缩 短或延长λ/4线，同时将两线的总和保持在λ/2，而不是使用补偿电抗。在[16] 中描述并且在图2中图示出这种实施例。 图3-6示出了根据[16]的在输出网络中具有延长和缩短的传输线的Chireix 放大器的组成放大器(PA1和PA2)输出节点电压和输出电流的振幅和相位。 在此，过渡点T是0.4倍的最大输出电压，其对于该放大器是最优的。 根据[16]，图2中来自于信号分量分离器10的Chireix放大器驱动信号包括 线性加或减非线性分量(加到一个功率放大器和减去另一功率放大器)。通过将 来自于标准信号分量分离器10的每个等幅调相信号分成线性部分和修改的非线 性部分，根据一组特定规则单独地改变这些分量的振幅和相位，并且将上述部 分重新组合成为具有根据[16]的新特性(property)的信号，获得具有比标准 Chireix放大器低很多的驱动功率消耗的Chireix放大器是可能的。图7示出了用 于[16]的驱动分解的输入信号的非线性函数。重要的是要注意到：即使Chireix 放大器中的电压和电流具有变化的相位，被分解的非线性函数在所有的振幅处 也具有相同的相位。该非线性函数被应用到两个组成放大器的输出电流。 对于图2所图示出的根据[16]利用0.32λ和0.18λ电长度的传输线而构建的 Chireix放大器而言，如图8所示，效率曲线在最大输出电压的0.47倍处到达峰 值。 图9是典型的现有技术Doherty放大器的框图。Doherty放大器使用一个线 性和一个非线性功率放大器支路。公布的理论叙述为：主功率放大器PA1是作 为B类线性放大器而被驱动的，并且具有非线性输出电流的辅助功率放大器PA2 (通过C类操作或者由块22所表示的某一其他技术)通过输出网络中的阻抗反 转(impedance inverting)四分之一波长线(参见[2，10])来“调制”主放大器所 看到的阻抗。由于在确定的过渡(输出)电压以下，辅助放大器的非线性输出 电流是零，所以在该电压以下辅助放大器不提供功率损耗。在[11，12]中描述了具 有内置的阻抗匹配的可替换的输出结构。 标准Doherty放大器的过渡点T是处于最大输出电压的一半处。利用该过 渡点，效率曲线最适合于中等的(moderate)峰值与平均功率比，并且峰值功率 在两个组成放大器之间被等分。通过改变四分之一波长传输线(或者等效电路) 的阻抗，能够改变Doherty放大器中的过渡点。于是能够针对较高的峰值平均功 率比来调节效率曲线，并且峰值输出功率将在放大器之间被不均等地划分。因 此为了可用峰值功率的最优应用将需要不同大小的放大器。 图10-13示出了对于具有两个同等的放大器的Doherty放大器而言，组成放 大器(也就是晶体管)输出节点电压和输出电流的振幅和相位与归一化输出电 压的关系。 原始Doherty放大器中所使用的非线性函数22具有辅助放大器(PA2)输 出电流的形状。图14中示出了根据[16]的统一(unified)驱动分解的输入信号 的非线性函数。该非线性函数在所有振幅处具有相同的相位并且对于理想调谐 的Doherty放大器而言是最优的。在此将其包括进来作为以下所述本发明的非线 性函数的参考。 如图15所示，对于Doherty放大器而言，效率曲线在过渡点处具有峰值， 对于具有同等的组成放大器的辅助放大器而言，其出现在最大输出电压的0.5 倍处。 近来，对于Doherty放大器而言已经发展出新的理论，这引起宽带失真-消 除和效率优化的Doherty放大器[14]的发明。此后，设计出用于以提高的效率操 作Chireix放大器的新方法[15]，该方法同时允许使用[14]中的发明的失真消除方 法。 在[16]中描述用于构建和操作(同时具有线性输出)Doherty和Chireix放大 器这二者以及其他大多数放大器的统一方法。 良好设计的具有三个或更多独立控制的晶体管的放大器能够被用于将效率 提高到超出先前利用具有相同数量晶体管的多级Doherty放大器[10]而获得的效 率。在[17](多级Chirexi结构和驱动)、[18](Doherty和Chireix结构和驱动的 组合)、以及[19](现有技术放大器结构的改进驱动)中已经描述了不同输出电 平处的Chirexi和Doherty特性的组合。 所描述的所有系统的缺陷在于，用于驱动它们的上述方法仅对于理想调谐 的系统是效率最高的。因此，如果功率放大器或输出网络不匹配，则效率会降 低。本发明描述一种用于提高效率的方法，其也用于失谐的组成放大器。 该解决方案包括将组成放大器中的两个过渡点(或者过渡点和终点)之间 的区域“拆分”成两个新的区域。在一些放大器中，这较为容易地理解为将单 个过渡点拆分成在中间具有新的中间区域的两个过渡点。在不考虑元件值的失 谐或变化的量的情况下，相比于先前的解决方案，效率能够得以提高。通过该 方法解决了从不完美的放大器获得最大效率的问题。 现有技术解决方案，Doherty放大器[2]和修改的Chireix放大器[21，13]这二 者都使用单个过渡点T。参见图12，在Dotherty情况中，主晶体管仅仅在低输 出电平处工作，并且辅助晶体管仅在过渡点以上被使用。在修改的Chireix放大 器中，在过渡点以上以“反相”模式驱动放大器，并且在该点以下以等幅和恒 定相位差来线性驱动这两个组成放大器(晶体管)。 [16]已经示出了输出网络驱动(“输出”、“激励”)电流通常能够被分解成 为线性部分和非线性部分，其中线性部分提供实际输出信号，而非线性部分被 用于降低平均输出电流振幅，通过在所述非线性部分[14]之间具有特殊关系而迫 使在输出信号中得不到所述非线性部分。在此所提及的解决方案没有对此有任 何改变，而是仅修改非线性驱动电流部分的形状以更加适宜地减小平均电流。 该修改允许非线性驱动电流部分在不同振幅处具有不同的相位。 现在将在多种不同情况中对如何在不同放大器中实施根据本发明的解决方 案进行检验。在所有例子(包括先前的例子)中，最大输出电压以及最大节点 电压被归一化。使用图2所示的来自于[16]的输出网络结构并且将负载电阻设为 一。这意味着用于晶体管的最优负载电阻的倒数(inverse)的总和也等于一， 因为其是最大输出RF电流的总和。前两个例子是对现有技术解决方案的改进。 例3和4描述了在特殊情况下如何使用该解决方案来改进系统。例5描述了一 种三晶体管放大器，其结合了来自前两个例子的特性。图2的一般结构也被用 于例5，其中具有额外支路，所述额外支路由晶体管PA3以及将其连接到公共 输出的传输线组成(其中传输线源自PA1和PA2的连接处)。在这些例子中， 将忽略RF链14、16以避免附图混乱，这是因为对于解释本发明而言，它们不 是必需的。 例1：失谐的Chireix放大器 通过使传输线长度的总和与1/2稍微不同，我们具有了“失谐的”Chireix 放大器。如图16所示，在此所提及的情况中，电长度是0.30λ(从PA1到公共 输出)和0.18λ(从PA2到公共输出)，共计为0.48λ(而不是准确值0.5λ)。 当Chirexi放大器在低于其额定频率的4％处操作时，这是能够看出来的。在输 入侧，通过放大器/移相器26和32直接根据输入信号产生线性驱动信号分量。 同样，由非线性元件38和放大器/移相器28和30产生非线性驱动信号分量。例 如，将单元38实施为跟随有D/A转换器的查找表(lookup table)的组合，在所 述D/A转换器中，数字输入信号振幅被转换为适当的驱动信号(假设输入信号 振幅与复合放大器输出电压振幅成比例)。然而，模拟实施方式也是可能的。在 加法器34中，将来自放大器/移相器28的非线性信号加到来自放大器/移相器26 的线性信号分量，同时在加法器36中，从来自放大器/移相器32的线性信号分 量中减去来自放大器/移相器30的非线性信号。在模拟实施例中，例如将加法器 34、36实现为混合电路。在数字实施例中，它们是数字加法器。图17-20示出 了该放大器的输出节点电压和输出电流的振幅和相位。 与图3的Chireix放大器行为相比，在电压图中新解决方案的特征表现为在 低输出处PA1输出节点处的上升要快于PA2。在此之上，跟随PA1(而不是PA2) 的区域是恒定电压。然后使用两个放大器都处于恒定电压的上部区域。Chireix 放大器[13]的此类操作和现有技术操作之间的差别能够视为以由两个过渡点 T1、T2所限制的中间或过渡区域来代替单个过渡点T，其中这两个放大器在所 有的输出电平处具有相同的电压振幅。 参考图18，在低输出操作之下，仅PA1提供电流。在PA1进入到恒定电 压操作之后，PA2开始输送(deliver)电流，同时在该情况下PA1首先在该区 域中降低其输出电流的振幅。与Chireix放大器相比，在低输出区域中也存在相 位“偏移”。 与图7的现有技术非线性Chireix放大器驱动电流函数不同的是，失谐的 Chireix放大器具有最优非线性驱动电流函数(在单元38中)，该函数具有随振 幅而变化的相位。在图21中这能够通过非零虚部而看出。在该函数中还能够看 出(由虚线指示)，调谐的Chireix放大器有具有中间区域的两个过渡而不是单 个过渡点。 如能够从图22看出的，所得到的效率曲线具有与调谐的Chireix放大器的 效率曲线不同的形状。过渡区域加宽(并且略微降低)了最低效率峰值。因此， 对于某些公共信号振幅分布来说，失谐的Chireix放大器的平均效率能够比最优 设计且修改的{也就是[13]}Chireix放大器的平均效率更高。放大器的失谐的最优 量(当然还有一般量度(dimensioning))取决于即将到来的输入信号振幅分布。 例2：失谐的Doherty放大器 能够利用从组成放大器到公共输出[16]的电长度为λ/4和λ/2的传输线来 构建Doherty放大器。在所提供的情形中，使得这种Doherty放大器失谐到其额 定频率以下的19％。于是，传输线的长度改为0.21λ(从PA1到公共输出)和 0.42λ(从PA2到公共输出)，总计为0.63λ。图23图示了这样的失谐Doherty 放大器。图24-27示出了该放大器输出节点电压和输出电流的振幅和相位。 与图9的Doherty放大器相比而言，该新解决方案的主要特征在图24的电 压图中表现为上端中的中间或过渡区域，其中两个放大器都处于恒定电压。如 在失谐的Chireix放大器的情形那样，这能够看作是插入了额外的过渡点T2，但 是这次是被拆分的顶点(最大功率)。注意：先前研究的失谐Chireix的电压图 的所有区域都存在，但是其具有或大或小的大小。图26-27中所图示的电流与原 始Doherty放大器中的电流相似，但是在其上端具有一个区域，在此区域它们更 加迅速地混合到一起(run together)。 如在Chireix放大器中所使用的，在顶部区域中，能够注意到本发明与常规 的反相之间的差别。当在反相中时，两个放大器都处于最大电压，但是与现有 技术中的反相相比，电流或电压的相位改变通常在不同输出节点处具有不同改 变量。该效果在失谐Doherty放大器(参见图24-27)中比在失谐Chireix放大器 (参见图17-20)中更加明显。 与图9的Doherty放大器不同的是，失谐Doherty放大器具有最优的非线性 驱动电流函数22，该函数具有随振幅而变化的相位。在图28中这能够通过非零 虚部而看出。在该函数中，还能够看出Doherty放大器的两个过渡T1、T2，而 不是单个过渡T。 所得到的效率曲线的形状与现有技术Doherty放大器的形状的不同主要在 于前者具有类似Chireix的最上区域(uppermost region)。因此，与原始的Doherty 放大器相比，该区域中的效率得以提高，同时最大振幅一半处的效率峰值会在 很大程度上不受影响。这在图29中示出。 例3：低输出处的电流限制 该失谐不对称(在晶体管尺寸方面)的Chireix放大器的例子说明了对于额 外过渡点的需求，也就是具有不同操作条件的更多区域。传输线阻抗分别是1.4 (从PA1到公共输出)和3.5(从PA2到公共输出)。这意味着来自PA1的最大 输出电流是1/1.4＝5/7并且来自PA2的最大输出电流是1/3.5＝2/7。如图30所示， 线长度是0.33λ(从PA1到公共输出)和0.19λ(从PA2到公共输出)，总计 为0.52λ。图31-34示出了该放大器的输出节点电压和输出电流的振幅和相位。 该例子的意义在于示出起因于在零处的电流限制而出现的额外过渡(在最 大输出电压的0.36倍处)。如前所述，一个放大器(PA2)单独最优地维护(take care of)第一区域一直到T1(图33)。在该放大器达到其最大输出节点电压之后， 另一放大器(PA1)在从T1到T2的下一个区域中必须起作用。在该情况下， 最优驱动要求PA2输出电流在该区域期间减小，但是当该电流减小到零时，过 渡T3必须出现。由于负RF电流提取出与正RF电流相同的DC电流这样的事 实，该过渡在其中一个放大器处于最大电压的区域内。还能够在图35所图示的 分解非线性函数中看出三个过渡。在图36中的效率曲线中也能够注意到它们。 例4：高输出处的电流限制 在该例子中，我们具有一种放大器，其能够被描述为一种针对低过渡点而 原始设计的非常失谐对称的Chireix放大器。该例子示出，如果在高输出电压处， 在最优操作中遇到了电流限制，那么需要额外的过渡点。如图37所示，在此线 长度是0.20λ(从PA1到公共输出)和0.18λ(从PA2到公共输出)，总计为 0.38λ。图38-41示出了该放大器的输出节点电压和输出电流的振幅和相位。 起因于PA1的电流限制而出现的额外的过渡T3(在最大输出电压的0.83 倍处)能够从电压图和电流图这二者中清楚地看到。在该过渡以上的区域中， PA2处的电压离开了其最大值，所述最大值在该区域以下中使用。这能够被看 作将最上区域拆分成两个区域(如前三个例子中所描述的那样)。图42中示出 了该放大器的分解的非线性函数。如能够在图43看出的那样，在效率方面，该 放大器紧紧略微好于单个B类放大器级。 尽管例3和4所描述的实施例不能够被认为是“良好的”放大器，但是它 们说明了本发明如何能够在特殊情况中使用。 例5：失谐的Chireix-Doherty放大器 该例子示出了如何通过在低输出电压处具有Chireix特性并且在高输出电 压处具有Doherty特性的三晶体管放大器的例子[18]将该解决方案扩展到高阶放 大器系统[17，18，19]。该放大器包括三个等同的晶体管，利用相等阻抗的传输线 将其耦合到公共输出。如图44所示，从PA1晶体管到输出的传输线长度是0.30 λ，从PA2到输出的传输线长度是0.22λ以及从PA3到输出的传输线长度是0.60 λ。前两个晶体管构成失谐的Chiriex对(比普通的Chireix操作频率高4％)而 第三晶体管构成放大器的“Doherty部分”(失谐到高于其1/2频率的20％)。图 45-48示出了该放大器的输出节点电压和输出电流的振幅和相位。在这些图中， 我们能够观察到如第一例子所描述的失谐Chireix的行为以及第二例子的失谐的 Doherty的行为。在其中所有的放大器都处于最大电压的最高区域中，PA3相对 于另外两个放大器是“反相的”(最广义上(in the widest sense))，如相位图中 所示。主要在过渡区域的外部特征中而不是在最大输出电压的0.25-0.3倍处的原 始单个过渡点处看出失谐的Chireix行为。 如在图49能够看出的，该放大器的效率曲线甚至比原始的[18，图8]高更 多。这是由于加宽的效率峰值。因此，对于许多信号振幅分布而言，该放大器 的平均效率比“恰当地(correctly)”调谐的放大器的效率更好。 所描述的所有实施例的共同特征在于：非线性驱动函数是复数取值 (complex valued)(而不是如现有技术中的实数取值)以补偿分量的缺陷(失谐， 输出电流限制)以便在给定的情形中获得最优效率。以不同的方式表述，本发 明提供一种非线性驱动函数，其具有随复合放大器输出电压振幅而变化的相位。 该特征能够实现所描述的将过渡点拆分成两个过渡区域，这样提高了效率。 非线性函数通常被实施为查找表，其中每个振幅对应于复值(振幅和相位)。 通过针对每个振幅对效率进行优化，能够在实验上发现复值。 除了“过渡点拆分”或驱动电流修改之外，审视该解决方案的另一方法是 观察在晶体管的输出节点处的电压行为。从低输出电压开始：在新的解决方案 中，使用单个晶体管用于低输出电平处的放大。该晶体管把具有恒定相位偏移 的线性电流提供给输出电压。如果选择了适当的晶体管，那么在该区域中这将 始终提供最优操作。当输出节点电压之一达到其最大值时，另一晶体管开始操 作。在该下一区域中两个晶体管的组合操作旨在将一个输出节点保持在恒定电 压(通常还通过具有晶体管之间的变化的相位差)，且同时使用最小组合驱动电 流强度(current magnitude)。当另一晶体管的输出节点电压也达到其最大振幅时， 使用驱动电流以将这两个晶体管输出节点保持为恒定(最大)电压。这是通过 将驱动电流的相位与与振幅的增加一起调节且同时在输出振幅方面仍提供所需 的增加来实现。 由于通过在低输出电平处的单个晶体管的操作使得在所描述的所有放大器 中的最优操作成为可能，通过关闭包括驱动放大器(driver amplifier)、混频器等 等的其他放大器支路能够在该区域中提高效率。该特征能够被动态地使用-如 果能够以与信号振幅波动相同的速度实现对硬件的增加/减少(ramp up/down)， 或准静态地使用-如果遇到长期的低输出电平。通过使用上述的技术，这是可 能的并且即使在完全平衡的Chireix放大器中也会是有益的。 如前所述，针对最优效率的失谐量取决于实际信号振幅分布。然而一种说 法是：对于类似于瑞利的信号振幅分布而言，略微失谐的(在例2中所描述的) Chireix放大器通常是最优的二晶体管放大器。这是因为，效率曲线的原始Chireix 的峰值在较宽的振幅区域中被“涂抹掉了(smear out)”(实际上是略微降低了 峰值)。这较好地与高概率的瑞利分布区域的宽度相匹配。在高阶放大器系统 [17，18，19]中，经验法则通常是把具有“抹去”了效率峰值的失谐Chireix级和具 有圆形(rounded)峰值的失谐Doherty级相结合，同时在高概率的振幅区域(一 个或多个)中集中(concentrate)效率峰值。 区域之间的过渡无需如该文献中所描述的尖锐定义的那样。事实上，具有 “圆形的”过渡会是有益的，例如减小了驱动信号的带宽[20]。 在以上的描述中，仅针对有限组实例描述了最优操作。然而，能够将相同 的思想用于其操作是基于输出“组合”网络的所有放大器中。即使未必会获得 “最优”操作，但是使用所述技术会获得很大的收益。 如不同实施例中的天线所指示的，根据本发明的复合放大器可以是发射器 的一部分，所述发射器例如是无线电终端中的发射器，例如蜂窝移动无线电通 信系统中的基站或移动站。 本发明的一些优点是： -普遍适用性：能够用于其操作基于输出“组合”网络的所有放大器中。 -抵消了生产变动(production variation)的问题。 -使得任何不完美的放大器获得较好的效率。 -避免了微调。 -通过有意地设计失谐的放大器，提供了用于将效率提高至超过现有放大器 的效率的手段。 -对于任意数量的独立驱动晶体管、对于许多公共信号振幅分布，与现有技 术放大器相比，更加高效。 如上所述，所提出的方法能够用于提高不完美的放大器的效率，从而减少 对微调和/或高精度制造方法的需求，以及用于针对给定应用(振幅分布)而设 计具有最优效率的放大器。 本领域技术人员将会理解的是：在不脱离所附权利要求所限定的范围的情 况下，能够对本发明进行各种修改和改变。 参考书目 [1]H.Chireix，″High Power Outphasing Modulation″，Proc.IRE，vol.23，no.2，第 1370-1392页，1935年11月. [2]W.H.Doherty，″A New High Efficiency Power Amplifier for Modulated Waves″， Proc.IRE，vol.24，no.9，第1163-1182页，1936年9月. [3]F.H.Raab，″Efficiency of Outphasing RF Power Amplifier Systems″，IEEE Trans.Communications，vol.COM-33，no.10，第1094-1099页，1985年10月. [4]B.Stengel和W.R.Eisenstadt，″LINC Power Amplifier Combiner Method Efficiency Optimization″，IEEE Trans.Vehicular Technology，vol.49，no.1，第 229-234页，2000年1月. [5]X.Zhang and L.E.Larson，″Gain and Phase Error-Free LINC Transmitter″， IEEE Trans.Vehicular Technology，vol.49，no.5，第1986-1994页，2000年9月. [6]″Ampliphase AM Transmission System″，ABU Technical Review，no.33，第 10-18页，1974年7月. [7]I.Ullah，″Output Circuit of an Ampliphase Broadcast Transmitter″，ABU Technical Review，no.63，第17-24页，1979年7月. [8]A.S.Wright，S.J.Bennett，美国专利6,054,896，2000年4月. [9]R.E.Stengel，S.A.Olson，美国专利5,901,346，1999年5月. [10]F.H.Raab，″Efficiency of Doherty RF Power Amplifier Systems″，IEEE Trans. Broadcasting，vol.BC-33，no.3，第77-83页，1987年9月. [11]D.M.Upton等″A New Circuit Topology to Realize High Efficiency，High Linearity，and High Power Microwave Amplifiers″，IEEE Proc.RAWCON<1>98，第 317-320页. [12]J.J.Schuss等，美国专利5,568,086，1996年10月. [13]I.Barak等，WO 01/91282A2，2001年11月. [14]R.Hellberg，WO 02/05421A1，2002年1月. [15]R.Hellberg，WO 03/047093A1，2003年6月. [16]R.Hellberg，WO 03/061115A1，2003年7月. [17]R.Hellberg，M.Klingberg，WO 2004/023647A1，2004年3月. [18]R.Hellberg，M.Klingberg，WO 2004/057755A1，2004年4月. [19]M.Klingberg，R.Hellberg，WO 2005/031966A1，2005年4月 [20]R.Hellberg，WO 01/95480A1，2001年12月. [21]K.Meinzer，″Method and System for the Linear Amplification of Signals″，美国 专利号5,012,200.