技术领域 本发明涉及使用电场检测的目标检测。电场检测也称为准静电检 测，又可以称为交叉电容检测。本发明特别适合但不局限于用目标检 测来提供用户接口输入。 背景技术 一种用来进行目标检测的检测技术是电容检测。另一种用来进行 目标检测的检测技术是电场检测，也称为准静电检测，又可以称为交 叉电容检测。 在它的很简单的形式中，电容检测只是用一个电极，测量的是这 个电极的负载电容。负载电容由电极与所有电极周围接地目标之间的 所有电容之和所确定。这是以接近性检测实现的。 可以称为交叉电容检测的电场检测使用多个电极，从而可以有效 地测量两个电极之间的比电容(specific capacitance)。与电场产 生装置连接的电极可以认为电场检测发射器电极(或发射器电极)， 而与测量装置连接的电极可以认为电场检测接收器电极(或接收器电 极)。发射器电极通过施加一个交变电压激励。由于电极之间的电容 耦合(即，电场线效应)，因而在接收器电极内会感应出一个位移电 流。如果有一个目标放在电极附近(即放在这些场线内)，其中一些 场线就会被这个目标终止，从而使电容性电流减小。 在已知的使用电场检测的目标检测系统中，通过监控电容性位移 电流或其改变来检测目标是否存在的。例如，US6,025,726公开了用 电场检测装置作为计算机及其他应用的用户输入装置。电场检测装置 根据所指定的应用检测用户的一个(或多个)手指、手或整个人的位 置。WO-02/103621公开了一种2相电荷积累检测电路，使用电场检测 来监控目标检测系统内的电容性电流。这种检测电路可以集成在显示 器内。 在电容检测的不同领域中，DE1,992,7358公开了应用CMOS技术 的集成电路的使用以提供单个芯片电容检测器。此外，在电容检测的 不同领域中，US6,259,804公开了用模数变换(ADC)处理来自一个 靠接触进行操作的电容传感器阵列的信号。 本发明的发明者认识到在已知的电场检测装置内测量电容性位 移电流或其改变情况是可信赖的，而这需要由复杂的电路提供精密的 测量。本发明的发明者认识到这个要求是较高的，因为在所有各种已 知的电场目标检测系统内所用的基本方法是测量电容性位移电流或 者在电容器接地后电容性位移电流在建立期间的改变情况。 发明内容 在第一方面，本发明提供了一种电场目标检测系统(也可以称为 交叉电容目标检测系统)，这种系统包括：发射器电极；接收器电极； 与接收器电极耦合的电荷泵电路或开关电路；直接或间接与发射器电 极和电荷泵/开关电路耦合的交变电压源；以及与接收器电极耦合的 输出连接。电荷泵/开关电路配置成按照从交变电压源加到发射器电 极和电荷泵/开关电路上的交变电压的共同周期进行切换，以便执行 电荷泵。电荷泵电路包括电容器，配置成使得在电容器上形成的电压 在取决于发射器电极与接收器电极之间的电容的电平上饱和。输出连 接配置成将饱和电压作为输出传送，这个输出在目标放在或移动到发 射器电极与接收器电极之间或发射器电极和接收器电极附近时改 变。 优选的是，这种系统还包括与输出连接耦合的高阻抗读出装置。 高阻抗读出装置的优选形式包括模数转换器或比较器。 这种系统或者至少一些甚至所有电路部分(例如，不一定包括电 极)可以有利地用CMOS实现。此外，这种系统或者至少一些或者所有 电路部分(例如，不一定包括电极)特别在用CMOS实现时可以方便地 集成在电子产品的控制电路内。 在另一方面，本发明提供了一种从电场目标检测系统(也可以称 为交叉电容目标检测系统)的接收器电极提供输出的方法，这种方法 包括：将第一交变电压提供到发射器电极上；将相位与第一交变电压 相同的第二交变电压提供给与接收器电极耦合的电荷泵/开关电路； 按照交变电压的周期用电荷泵/开关电路执行电荷泵/切换，以在电荷 泵/开关电路的电容器上提供电压，其取决于发射器电极与接收器电 极(4)之间的电容耦合而增大；允许开关电路的电容器上的电压达 到饱和；以及用饱和电压作为输出，这个输出在目标放在或移动到发 射器电极与接收器电极之间或发射器电极和接收器电极附近时改 变。 优选的是，这种方法还包括将输出馈入高阻抗读出装置。高阻抗 读出装置的优选形式包括模数转换器或比较器。 第一交变电压可以与第二交变电压相同。另一种可能是，将第二 交变电压通过谐振滤波器或者其他类型的滤波器或放大器馈给发射 器电极来提供第一交变电压。 在其他方面，用一个开关电路或其他适当装置来执行电荷泵操作 或其他处理，以提供使电容器或其他电荷存储设备在取决于发射器电 极与接收器电极之间的电容的电压或电荷电平上达到饱和的过程，这 个电容在目标放在或移动到发射器电极和接收器电极之间或附近时 发生改变。 开关电路或其他装置可以配置成将在电容器的各侧的交变电压 切换到接收器电极或接地线上。这两个开关响应交变电压的极性一前 一后地工作，使得在电容器的一侧切换到接收器电极上时电容器的另 一侧切换到接收器电极上，反之亦然。这种切换优选的是用两个相应 的可能是相互有关联的开关或装置执行，使得它们一起执行这样的切 换。 因此，上述的一些或所有方面用了一个连续的脉冲波序列驱动发 射器电极。此外，实际上，上述的一些或所有方面通过测量准稳定状 态的电压电平提供一个输出，例如将准稳定状态的电压电平输入诸如 模数转换器或比较器之类的高阻抗设备。 以上这些方面允许用简单的处理电子设备来处理所提供的输出 信号，因此可以允许用CMOS技术从而提高电场检测装置的电势以将电 场检测装置集成到半导体产品中，诸如电子产品的控制电路。 附图说明 下面将参照附图举例说明本发明的实施例，在这些附图中： 图1是电场目标检测系统的示意图(未按比例)； 图2是示出图1的电场目标检测系统的更为详细的方框图； 图3是示出图1的电场目标检测系统的检测控制器的详细方框 图； 图4是示出图1的电场目标检测系统的发射器组件的详细示意 图； 图5是示出图1的电场目标检测系统的接收器组件的详细示意 图； 图6定性地例示了在图1的电场目标检测系统的工作中所涉及的 各个波形和信号； 图7a和7b分别示出了分别按照交流电源电压的周期的正、负部分 工作的第一电路部分和第二电路部分； 图8是示出图1的电场目标检测系统的工作概况的流程图； 图9示出了移动电话；以及 图10是开关装置的示意图。 具体实施方式 图1是按照第一实施例的电场(亦称交叉电容)目标检测系统1 的示意图(未按比例)，包括发射器电极2、交变电压源3、接收器电 极4和检测电路10。 交变电压源3连接到发射器电极2上。电流检测电路10连接到接收 器电极4上。 在工作中，当交变电压施加到发射器电极2上时，产生电场线， 其中示范性的电场线5、6、7穿过接收器电极4。场线5、6、7在接收 器电极4上感应出小的交变电流。 当例如手指的目标8放在两个电极2、4附近时，目标8实际上终止 了那些将穿过目标8所占空间的场线(在图1所示的情况下为场线5和 6)，因此减小了两个电极2、4之间的交叉电容效应，例如减小了从 接收器电极4流出的电流。在传统的电场目标检测系统中，感应出的 交变电流用电流检测电路测量，这样电流检测电路使用来自交变电压 的流出信号来与电场感应电流的相位相联系。因此，电流检测电路所 测量的电流电平将用作在两个电极2、4附近目标存在的量度。 然而，在这个实施例的电场目标检测系统1中，相反以一种与传 统的感应电流的电流测量不同的方式来设置检测电路10，从而检测目 标8处在电场线5、6中的效应，如下面要比较详细说明的那样。 图2是示出这个实施例的电场目标检测系统1的更为详细的方框 图。电场目标检测系统1包括检测控制器12、发射器组件14和接收器 组件16。为了与图1所示的简化形式相比较，要指出的是，图1的交变 电压源3形成检测控制器12的一部分；发射器电极2形成发射器组件14 的一部分；接收器电极4形成接收器组件16的一部分，而检测电路10 分布在接收器组件16和检测控制器12之间，如下面要比较详细地说明 的那样。 检测控制器12与发射器组件14和接收器组件耦合，以便在工作中 检测控制器为发射器组件14和接收器组件16提供交变电压18。接收器 组件16还单独与检测控制器12耦合，以便在工作中接收器组件16向检 测控制器12提供数据信号20。 图3是示出检测控制器12的更为详细的方框图。检测控制器12包 括以前面提到的交变电压源3形式的输出端。检测控制器12还包括以 模数转换器(ADC)24形式的输入端。检测控制器12还包括处理器22。 处理器22与交变电压源3和ADC24耦合。 在工作中，检测控制器的以上所说明部分的作用如下。交变电压 源3提供输出给发射器组件14和接收器组件16的交变电压18。ADC24 接收从接收器组件16接收到的输入数据信号20并且变换成数字形 式。ADC24将所接收的数据的数字形式转发给处理器22进行更高级处 理。处理器22执行一般控制处理，控制交变电压源3、ADC24和任何 其他可以为其他用途而配置的部件(未示出)。此外，处理器22对从 ADC24接收到的数字数据信号执行更高级处理。 图4是示出发射器组件14的更为详细的示意图。发射器组件14主 要包括前面所提到的提供以交变电压18的发射器电极2。在这个实施 例中，发射器组件14还包括由电感器28和谐振电容器30形成的谐振 器。谐振器配置成使交变电压18通过谐振器传送给发射器电极2，从 而放大了提供给发射器电极2的交变电压。 图5是示出接收器组件16的更为详细的示意图。接收器组件16包 括与开关电路32和直接输出连接34耦合的接收器电极4。开关电路32 还与检测控制器12的交变电压源3耦合，使得在工作中交变电压18通 过开关电路32馈给接收器电极4。直接输出连接34还与检测控制器12 的ADC 24耦合，使得在工作中数据信号20从接收器电极4传送给ADC 24。 下面将比较详细地对开关电路32进行说明。开关电路32包括以下 称为第一n型TFT 35和第二n型TFT 41的两个n型TFT；以下称为第一p 型TFT 37和第二p型TFT 39的两个p型TFT；和电容器43。 这些电路元件连接如下。所有四个TFT 35、37、39、41的栅极相 互连接，并连接到来自交变电压源3的引入连接上。TFT 35、37、39、 41除了栅极之外，各还有在传统形式上的两个另外的源极/漏极端(以 下称为第一和第二端)。在工作中，源极/漏极端中的一个起TFT的 源极的作用，而源极/漏极端中的另一个起TFT的漏极的作用。在任 何特定时刻源极/漏极端中哪个端用作源极和哪个端用作漏极的问题 由在这个时刻所加电压的极性确定。第一n型TFT 35的第一端和第二p 型TFT 39的第一端相互连接并且连接到接收器电极4上。第一n型TFT 35的第二端和第一p型TFT 37的第一端相互连接并且连接到电容器43 的一侧(以下称为A侧)。第一p型TFT 37的第二端和第二n型TFT 41 的第二端相互连接并且连接到接地线42上。第二p型TFT 39的第二端 和第二n型TFT 41的第一端相互连接并且连接到电容器43的另一侧 (以下称为B侧)。 总的来说，开关电路32作为两个单独的电路部分有效地进行操 作。第一电路部分包括第一n型TFT 35、电容器43和第二n型TFT 41。 第二电路部分包括第一p型TFT 37、电容器43和第二p型TFT 39(注意， 电容器43由两个电路部分共用)。这两个电路部分响应交变电压源3 所提供的交变电压18的正、负周期而交替激活。两个电路各在电容器 43上积累电荷(来自接收器电极33)。对于这两个电路中的每个电路 来说，该电荷以同样的电荷感应积累在电容器上。下面将参照图6和7 比较详细地说明上面所述的电场目标检测系统1的工作。图6定性地例 示了在系统工作中所涉及的各个波形和信号。图7a和7b示出了分别按 照交变电压18的正、负周期部分工作的第一电路部分和第二电路部 分。 图6示出了交变电压18，在这个实施例中它是频率为100kHz、± 10V的双极性方波。图6中作为一个例子示出的是交变电压18的三个连 续的正周期部分122和三个连续的负周期部分124。 图6还示出了由于交变电压18受到谐振器电路的修改而导致的出 现在发射器电极2上的具有与交变电压18相位相同的交变电压波形 50。 因此，由发射器电极2产生了电场线(例如，如参考图1所说明的 场线5、6、7)。实际上，这些场线导致波形50被电容性地耦合到接 收器电极33，从而在这个电极上产生变化的电荷(与交变电压18同相 地上升和下降)。当连接在电路中时(在该情况下是开关电路32)， 由于变化的电荷，电流将要流入或流出接收器电极4。采用常用的电 流符号标记约定，对于交变电压18的正周期部分122，产生流过或试 图流过开关电路32的电流的相应正周期部分。相应地，对于交变电压 18的负周期部分124，产生流过或试图流过开关电路32的电流的相应 负周期部分。在前面提到的WO-02/103621中给出了这些方面的更为详 细的具体情况，该内容在这里参考予以引用。 迄今为止，已经说明了向发射器电极2提供交变电压18所产生的 效应。交变电压18还额外地提供给开关电路32的TFT 35、37、39、41 的栅极。这具有这样的作用：(i)在交变电压18的正周期部分122 期间，只有两个n型TFT 35、41被激活，使得开关电路32在交变电压 18的正周期部分122的持续时间内工作，就好像它只由第一电路部分 141组成，如图7a所示包括第一n型TFT 35、电容器43和第二n型TFT 41；以及(ii)在交变电压18的负周期部分124期间，只有两个p型TFT 37、39被激活，使得开关电路32在交变电压18的负周期部分124的持 续时间内工作，就好像它只由第二电路部分142组成，如图7b所示包 括第一p型TFT 37、电容器43和第二p型TFT 39。 下面说明在交变电压18的单一的正周期部分122和单一的负周期 部分124的持续时间内的工作情况。假设我们从交变电压18的正周期 部分122开始。这产生电流的相应正周期部分。同时，n型TFT 35、41 被激活，有效地提供第一电路部分141，如上面所说明的那样。因此， 正电流流过第一电路部分141。正电流流动的方向如图7a中的箭头150 所示，从接收器电极4流到接地线42。这涉及正电荷从电容器43的A 侧流到B侧，因此电荷积累在电容器43上。由于正电荷从A侧流到B侧， 在电容器43上积累的该电荷的电荷感应是正电荷在A侧而负电荷在B 侧的电荷感应。 现在考虑当交变电压18的相位改变时，即交变电压18的正周期部 分122结束时，产生交变电压18的负周期部分124。这产生电流的相应 负周期部分。同时，p型TFT 37、39被激活，有效地提供第二电路部 分142，如上面所说明的那样。因此，负电流流过第二电路部分142。 由于这是负周期部分，正电荷流动的方向现在如图7b中箭头150所 示，从接地线42流到接收器电极4。 虽然就接地线42和接收器电极4而言，正电荷流动的方向现在与 在交变电压18的正周期部分122中正电荷流动的方向相反(比较图7b 与图7a中的箭头150)，然而，由于在第二电路部分142内电容器43 在两个p型TFT 37、39之间，而在第一电路部分141内电容器43在两个 n型TFT之间，正电荷再次从电容器43的A侧流到B侧。因此，电荷被积 累在电容器43上。由于正电荷再次从A侧流到B侧，在电容器43上这个 积累的电荷的电荷感应还是正电荷在A侧而负电荷在B侧的电荷感 应，即，在交变电压18的该负周期部分124期间，在电容器43上积累 电荷的电荷感应与在交变电压18的正周期部分122期间相同。这可以 称为电荷泵操作。 要指出的是，就交替激活两个电路部分141和142而言，以上所说 明的开关电路的工作情况实际上与WO-02/103621所公开的总体过程 中的同样电路的工作情况相同。然而，在电容器上发生的导致对电容 器充电的操作、以及在电容器上产生的电荷所表示的什么是完全不同 的。粗略地说，在WO-02/103621中，电容器存储的电荷是每次电极复 位后重新积聚的电荷，电荷积聚的速率表示实际上要如此测量作为电 流的所感应的电容性电流。相反，再粗略地说，在这个实施例中允许 电容器所存储的电荷达到饱和平衡，其提供了电压读出，这个饱和平 衡在有目标引入时就会改变(例如，电极不反复地被复位到零以能够 进行检测)。 由于电荷泵操作，电容器43两端的电压随着发射器电极2与接收 器电极4之间的电容性耦合的增大而增大。在每个周期期间在电容器 43上积累的电荷等于在接收器电极4上丢失的电荷量时，这个电压饱 和。这个是因为实际上在每个周期，接收器电极4本身必需充电充到 电容器43两端的电压。粗略地说，每当开关电路32的有效部分从第一 电路部分141改为第二电路部分142或反之，就在电容器43与接收器电 极4的寄生电容之间有电荷共享。关于这点，接收器电极4的寄生电容 实际上是在接收器电极4与除发射器电极2之外的任何之间所有存在 或出现的电容。 接收器电极4的寄生电容相比于电容器43的电容的相对幅度确定 了每个周期有多少电荷丢失。因此，电容器43两端的饱和电压一方面 由接收器电极4与发射器电极2之间的电容、另一方面由接收器电极4 的寄生电容之比确定。 当接地或相对接地的目标，在这里是手指8，被引入在发射器电 极2和接收器电极4附近时，接收器电极4与发射器电极2之间的电容由 于目标中断了场线而减小。这也可以可替换地或额外地理解为接地或 相对接地的目标8将接收器电极4与发射器电极2屏蔽。(此外，接收 器电极4的寄生电容由于在目标8与接收器电极4之间引入电容而增 大，然而与对发射器电极2与接收器电极4之间的电容的影响相比，这 个影响通常可以忽略。)因此饱和电压减小。这可以用来测量目标8 的存在，如下面参考图6还要进一步详细说明的那样。 图6还示出了由于如上面所说明的影响，相应于施加了交变电压 18，在接收器电极4上积累的电压。如下面要详细说明的那样，这个 积累的电压形成前面参考图2、3和5所说明的由/从接收器电极(或者 它的连接)输出的数据信号20，因此也在图6中用参考数字20来表示。 由于以上所说明的开关电路32在第一电路部分141与第二电路部 分142之间的切换，所积累的电压20每半个周期改变极性。 在图6中，所积累的电压20的曲线分成四个不同的时间段54、56、 58、60，示意性地例示了(无论在幅度还是时标上都未按比例)在电 场目标检测系统1的工作中的不同情况。 如果我们假设图6的左手端示意性示出在电场系统1启动或重新 启动时的交变电压18，于是积累电压20的相应第一段54示意性地示出 了在这段时间期间，在接收器电极4上所积累的电压20如何随时间增 大(或者，严格来说，在接收器电极4上的积累电压20的幅度随时间 增大)，即，可以说是上升的信号。 其增大，然后在每个周期获得的与丢失的电荷之间达到平衡时饱 和，如上面所说明的那样。在达到饱和时，在接收器电极4上的积累 电压20(的幅度)随时间保持不变，如在图6中由积累电压20的第二 段56示意性地所示，即可以说是饱和信号。 当目标8置于发射器电极2和接收器电极4附近时，提供饱和的平 衡由于发射器电极2与接收器电极4之间的电容的减小而被破坏，如上 面所说明的那样。在图6中，积累电压20的第三段58示意性地示出了 在接收器电极4上的积累电压20(的幅度)如何随时间减小，即可以 说是衰减的信号。 其减小，然后在每个周期获得的与耗损的电荷之间达到新的平衡 时饱和，这时候是处在较低的电压(幅度)。在达到饱和时，在接收 器电极4上所积累的电压20(的幅度)随时间在较低的电平下保持不 变，如在图6中由积累电压20的第四段60示意性地所示，即可以说是 电平较低的饱和信号，表示存在目标8。 通过测量一些周期(例如100个周期)上取得的饱和信号，与仅 仅在一个周期上测量相比要完成较大量的测量。此外，这提供了平均 化来自其他噪声源的影响的读数。即，这种电路具有有用的(带通) 滤波作用。 积累电压20直接馈入检测控制器12的ADC 24。在处理器12的控制 下，ADC 24配置成或控制为以一定时间相隔读出积累电压20的信号电 平。在这个例子中，将ADC 24配置或控制为读出在交变电压18的正周 期部分122期间的积累电压20的信号电平，因此保证了这个电压处在 ADC 24的正确范围内。图6还示意性地示出了响应于积累电压20，由 ADC 24提供的数字输出信号62。为简明起见，在这个例子中为积累电 压20的各段54、56、58、60，示出了仅一个各自的数字输出测量点63， 虽然实际上每段可以有多于一个的测量点。 图8是以过程步骤示出以上所说明的电场目标检测系统1的工作 概况的流程图(注意，为了使流程图表示方便，各个实际上同时发生 的步骤在图8中被分别示出)。 参看图8，在步骤s2，将第一交变电压(波形50的电压为交变电 压18，由电感器28和电容器30形成的谐振器所修改)提供给发射器电 极2上。 在步骤s4，将相位与第一交变电压相同的第二交变电压(交变电 压18)提供给与接收器电极4耦合的开关电路32。 在步骤s6，按照交变电压的周期，用开关电路32进行电荷泵，以 在开关电路32的电容器43上提供电压，其取决于发射器电极2与接收 器电极4之间的电容耦合而增大。 在步骤s8，允许开关电路32的电容器43上电压达到饱和。 在步骤s10，将这个饱和电压用作输出20，当目标8处在发射器电 极2和接收器电极4附近时这个输出改变。 在步骤s12，将输出20馈入包括模数转换器24的高阻抗读出装 置。 不同的数字输出测量点63的相应幅度提供了一个简单的可以容 易处理的数据形式，例如呈现为以比从传统的过程输出数据所需的更 直接的方式由处理器22进行更高级处理的形式。这样的更高级处理将 是按照目标检测系统1将被使用的特定情况(最终使用)所需的。这 样的较高级处理可以利用来自多于一个的接收器电极的输入，而且这 些来自这一个或多个接收器电极的输入可以是由多于一个的发射器 电极提供的电场引起的。使用多个发射器电极和/或接收器电极，以 及处理所涉及的各个信号以提供所需的位置数据，这在该技术领域内 是众所周知的，因此在这里不再详细说明。然而，应指出的是，本发 明的这些新颖的数据输出(即积累电压信号20和/或数字输出信号 62)使处理可以用能较简单地集成入电子产品的相对简单的电子设备 来实现。 下面将参照图9说明这样的一个例子。图9示出了移动电话70。移 动电话70包括键盘72、扩音器74、扬声器76和显示屏78。 移动电话70还包括电场目标检测系统，在图9中示意性地(未按 比例)示出了其电场检测电极配置82。在这个实施例中，电极配置82 包括一个接收器电极和两个发射器电极，一个设置在接收器电极之 上，一个设置在接收器电极之下。将手指8放在电极配置82附近，并 沿着电话向上的方向84移动手指8，就提供了输出信号(如以上说明 的，但是在这里是单独的一些，每个发射器一个输出信号，通过任何 适当的方法多路复用这些单独的输入)，其可以被处理成用这一移动 作为对于移动电话70的显示屏78的滚动命令的输入。因此，目标检测 系统为移动电话提供了用户接口输入。在这个例子中，电场目标检测 系统的这些电子元件以数字CMOS实现，并且并入移动电话70的显示驱 动器芯片组中用来驱动显示屏78。 在上面这个实施例中，用这个特定的开关电路32来执行所说明的 电荷泵操作。电荷泵操作在上面这个实施例中用来实现新颖的过程， 该过程使得电容器43在取决于发射器电极2与接收器电极4之间的电 容和接收器电极的寄生电容之比的电平上饱和(这个比在有目标放在 发射器电极2与接收器电极4之间或附近时改变)。然而，在其他实施 例中，可以用任何适当的电荷泵装置来代替这个特定的开关电路32。 例如，可以将开关电路32认为通常相应于图10所示形式的开关装 置，其中用相同的参考数字来标识与图5的配置相似的部分。在图10 所示的开关装置中，第一开关92和第二开关94配置成在电容器43的相 应侧将交变电压18切换到接收器电极4或接地线42上。该开关响应于 交变电压18的极性而一前一后地工作，使得在电容器的一侧切换到接 收器电极上时，电容器的另一侧转连接到接收电极，反之亦然。这与 如图5所示的开关电路32的工作情况相应。 因此，在其他一些实施例中，开关92和94可以用任何适当的方式 实现。例如，一种可选的用传统的CMOS技术实现这些开关的方式是使 用所谓的传输门，如用例如线性技术公司(商标)的标识为LTC1043CN 的产品所实现的。 在上面这个实施例中，交变电压18是频率为100kHz、±10V的双 极性方波。在其他一些实施例中，可以使用其他交变波形和/或电压 电平和/或频率。例如，可以用例如1kHz这样的较低频率来节省功 率。然而，这可以引入响应速度或信号电平的损失，但这可以通过以 自适应方式改变频率来缓解。如果这样做，谐振电路(如果使用的话) 优选的是据此适合为可以工作在不同的频率。 以上实施例中所用的各个电路的任何各个详情都可以根据需要 加以改变或用其他类型的电路代替，以便提供或促进所说明的电荷饱 和和平衡效应。这包括各个读出级和后续处理级。 例如，可以在接收器电极与处理电子设备之间(例如在上面所说 明的实施例中，在接收器电极与ADC输入端之间或者在ADC输出端与处 理器之间)插入运算放大(OPAMP)级。 作为另一个例子，为了使电路较简单，发射器组件内的LC谐振器 可以用电阻-电容(RC)滤波器代替，或者实际上还可以省去而不用 滤波器。在后一种情况下，交变电压18直接馈给发射器电极，而在交 变电压18通过滤波器或谐振器馈给发射器电极2的情况下，在发射器 电极上的交变电压或波形是交变电压的修改形式，然而这个修改的形 式具有与交变电压18相同的相位。 作为另一个例子，ADC可以用比较器代替，虽然这样会趋于降低 分辨率。更一般地说，ADC可以用任何其他适当的“读出”装置代替。 优选的是，任何这样的读出装置具有高阻抗输入端，就如用ADC或比 较器的情况那样。确实，与现有技术的以不利于有效使用高阻抗读出 装置的敏感方式测量电流的方法相比，可以用简单而(对误差、干扰 等)相对不敏感的高阻抗输入设备作为读出装置的机会表现出本发明 的优点。然而，应当指出，本发明并不局限于高阻抗读出装置，虽然 如果读出装置具有比接收器电极的寄生电容更低的阻抗，寄生电容将 趋于决定电压平衡。 作为另一个例子，处理器22(或者其他实施例内的等效处理功 能)可以用微处理器的形式实现，或者，由于可以提供输出数据信号 的这种简单方式，就可以用相对简单的如门阵列的数字硬件的形式实 现。 本发明的一个优点是部分或所有电路如在以上实施例中所说明 那样可以用CMOS技术实现。然而，应理解本发明并不局限于何时用 CMOS实现，在其他一些实施例中一些或所有电路可以用任何其他适当 技术实现。 在以上实施例中，电场目标检测系统结合在移动电话内。然而， 本发明可以用于许多最终使用的应用或设备，例如显示驱动器芯片、 微处理器、音频驱动器及其他芯片组，特别是在用CMOS技术实现时， 可以以相对低的附加成本为以上所说明的移动电话实施例之外的诸 如收音机、电视接收机、遥控器之类的产品增加由电场目标检测系统 所提供的目标检测功能。如果多路复用较多的发射器电极和接收器电 极，就可以配置发射器/接收器对的阵列，从而可以用作三维的非接 触接口。