技术领域 本发明涉及一种构成无线通信系统的无线接收机使用的信号检测 器。 背景技术 在无线通信系统中，为了有效使用有限的频率资源，抑制接收的干 扰量的技术非常重要。作为提高频率利用效率的现有技术，有图1所示 的生成接收信号的副本以有效去除干扰的副本生成型干扰消除器(例如， 参照非专利文献1)。 图1所示的副本生成型干扰消除器，通过信道估计部a使用估计误 差和参照信号逐次估计希望信号和干扰信号的信道，在希望信号副本生 成器b和干扰信号副本生成器c中，对希望信号和干扰信号可能获取的 所有码元序列候选与各自的信道估计值进行卷积运算，由此对所有码元 序列候选生成希望信号副本和干扰信号副本以及作为它们的和的接收信 号副本，在最大似然序列估计部d判定能提供与实际接收信号最接近的 接收信号副本的希望信号和干扰信号的码元序列候选，将希望信号的码 元序列候选作为接收信号的判定结果而输出，从而有效去除干扰。其中， 参照信号在训练区间使用已知的码元序列，在数据区间使用判定后的码 元。 这样，通过从接收信号适当去除干扰信号，不同的多个信号可以在 同一时刻使用同一频率，能够提高频率利用效率。 另一方面，作为提高频率利用效率的其它现有技术，正在研究图2 所示的基于针对具有相同信号带宽的多个用户信号的MMSE(Minimum Mean Square Error：最小均方误差)滤波器的逐次多用户检测法(非专利文 献3)。 图2所示的基于针对具有相同信号带宽的多个用户信号的MMSE滤波 器的多用户检测法，首先，着手第1个检测的信号(以下，把第k个检 测的信号称为第k检测对象信号)，通过MMSE滤波器，利用预先估计保 存的所有检测对象信号的信道信息，对该第一检测对象信号进行均衡处 理。然后，根据该均衡后的信号，进行信号检测及第一检测对象信号的 副本生成。然后，着手第二检测对象信号，进行均衡、检测及副本生成 处理。此时，使用从输入信号减去第一检测对象信号的副本信号后的信 号来进行处理。由此，第二检测对象信号可以在抑制了来自第一检测对 象信号的干扰的状态下进行信号检测处理，能够获得高可靠性的检测结 果。基于MMSE滤波器的多用户检测法也与基于频带限制的逐次多用户检 测法相同，在第k检测对象信号中，使用从输入信号减去从第一检测对 象信号到第k-1检测对象信号的副本信号后的信号，来进行信号检测处 理。 这样，逐次检测成为对检测对象信号的干扰源的其它信号，生成副 本来进行去除，从而多个不同信号可以在同一时刻使用同一频率，能够 提高频率利用效率。 非专利文献1「伝送速度の異なる信号の分離除去法の提案」，電 子情報通信学会総合大会予稿集，B-5-174，(2004年3月) 非专利文献3‘An efficient square-root algorithm for BLAST，’International conference on Acoustics，Speech，and Signal Processing(ICASSP)’00，(2000年6月) 非专利文献4‘Fractional Tap-Spacing Equalizer and Consequences for Clock Recovery in Data Modems，’IEEE Transaction on Communications，(1976年8月) 图1所示的副本生成型干扰消除器，虽然能够生成接收信号中包含 的信号的副本并检测信号，但是，当使用信号数量增加时，计算量呈指 数级增大，存在难以在现实的计算时间内完成处理的问题。特别是在与 宽频带信号相同的频率上重叠了多个窄频带信号进行发送时，为了分离 并取出宽频带信号，必须同时处理多个窄频带信号，所以很难分离并检 测信号。 另外，图2所示的基于对具有相同信号带宽的多个用户信号的MMSE 滤波器的多用户检测法，在MMSE滤波器中，因为使用干扰信号的信道信 息来进行信号的均衡，所以能够保持较高的信号检测精度和副本生成精 度。此时，一般所述的信道信息使用在接收机侧所估计的值。然而，当 在接收信号中信号带宽不同的信号重叠在同一频率上时，因为使用通过 频带与发送侧不同的滤波器(未图示)来对各个信号进行频带限制，所 以取样后的信号受到码间干扰(Inter-Symbol Interference，ISI)的 影响。关于该ISI，因为针对接收信号中包含的检测对象信号自身的发送 侧的频带限制滤波器与接收侧的频带限制滤波器的信号带宽是相同的， 所以在不存在延迟波的环境中，可以通过使用迄今为止采用的频带限制 滤波器而使得不会产生ISI。但是，对于信号带宽与检测对象信号不同的 其他用户的信号，由于通过检测对象信号用的接收侧频带限制滤波器对 接收信号进行频带限制，所以发送侧的频带限制滤波器与接收侧的频带 限制滤波器的信号带宽不同，导致产生ISI。该ISI根据取样定时而大幅 变动，信道的状态也根据每个取样定时而大幅变动。虽然通过进行使用 分数间隔型系数可变滤波器(非专利文献4)的信道估计可以估计这种变 动，但是滤波器的抽头(tap)数量变得极多，计算量增加，并且信道估 计精度劣化。 发明内容 本发明就是为了解决上述现有问题而提出的，其目的在于，提供一 种信号检测器，该信号检测器在多个信号重叠存在于同一频率上的条件 下，能够以较少的计算量分离并检测信号，能够提高频率利用效率。 为了解决上述问题，本发明之一的信号检测器，是无线通信系统中 的信号检测器，在该无线通信系统中存在发送信号的信号带宽和载波频 率不同的多个发送侧无线站和多个接收侧无线站，从所述发送侧无线站 向作为通信对方的所述接收侧无线站发送无线信号来进行通信，所述信 号检测器设置在所述接收侧无线局上，其特征在于，具有：通过频带可 变的带通滤波器，其对接收信号进行频带限制，能够使通过频带可变； 信号参数检测单元，其检测所述接收信号中包含的多个信号的信号参数； 检测顺序决定单元，其根据所述接收信号和由所述信号参数检测单元所 检测的信号参数决定接收信号的检测顺序；参数控制单元，其根据通过 所述检测顺序决定单元决定的检测顺序和在所述信号参数检测单元所检 测的信号参数，控制所述通过频带可变的带通滤波器的通过频带；均衡 判定单元，其对来自所述通过频带可变的带通滤波器的输出信号进行均 衡及判定；副本生成单元，其使用所述均衡判定单元的判定结果和在均 衡处理中估计的信道估计值，生成所述接收信号的副本，利用所述接收 信号中包含的多个信号的信号参数的不同，按照检测顺序，通过所述通 过频带可变的带通滤波器和均衡判定单元顺序地从所述接收信号中分离 并取出所述多个信号。通过采取这种结构，在各种信号共用频带的情况 下，可以在接收侧以计算量较少的处理分离并取出接收信号中包含的信 号。 并且，本发明之二是根据本发明之一的信号检测器，所述检测顺序 决定单元具有：相互干扰量估计单元，其根据所述接收信号和所述信号 参数，估计所述接收信号中包含的多个信号相互干扰时的相互干扰量； 品质估计及顺序决定单元，其使用在所述相互干扰量估计单元中所估计 的估计相互干扰量，决定从所述接收信号分离并取出所述接收信号中包 含的信号的顺序，所述品质估计及顺序决定单元可以把所述规定的检测 顺序中检测顺序靠前的信号对其它信号的估计相互干扰量设为规定值以 下来计算作为决定规定的检测顺序的信号时的基准的品质，并决定顺序。 这样，可以从品质高的信号开始顺序检测。 并且，本发明之三是根据本发明之二的信号检测器，所述相互干扰 量估计单元具有：信号功率估计单元，其估计所述接收信号中包含的多 个信号的接收功率；每单位带宽功率计算单元，其根据所述信号参数和 在所述信号功率估计单元中所估计的所述接收信号中包含的多个信号各 自的功率估计值，计算所述接收信号中包含的多个信号各自的每单位带 宽的功率；信号重叠状态估计单元，其根据所述信号参数，估计所述接 收信号中包含的多个信号在频率上重叠并相互干扰的频率的带宽；干扰 功率计算单元，其根据在所述每单位带宽功率计算单元计算的、所述接 收信号中包含的多个信号各自的每单位带宽的信号功率计算值，和在所 述信号重叠状态估计单元中所估计的、所述接收信号中包含的多个信号 间的重叠频率带宽，来计算估计相互干扰量。由此，可以容易地估计接 收信号中包含的多个信号相互的干扰量。 并且，本发明之四是根据本发明之三的信号检测器，所述相互干扰 量估计单元具有传输路径估计单元，该传输路径估计单元使用所述接收 信号和所述信号参数，估计所述接收信号中包含的多个信号沿时间轴变 宽的传输路径的状态即传输路径估计值，所述信号功率估计单元可以使 用在所述路径估计单元中所估计的针对各个信号的主波的传输路径估计 值来估计功率。由此，可以高精度地估计各个信号的功率。 并且，本发明之五是根据本发明之三的信号检测器，所述信号功率 估计单元可以使用分别与所述接收信号中包含的多个信号对应的已知的 码元序列来进行相关检测，从而估计各个信号的功率。由此，可以利用 简单的结构来估计各个信号的功率。 并且，本发明之六是根据本发明之三的信号检测器，所述每单位带 宽功率计算单元可以利用各个信号的信号参数中包含的信号带宽对由所 述信号功率估计单元估计了规定时间的各个信号的信号功率后的值进行 平均，从而计算各个信号的每单位带宽的信号功率。由此，可以估计各 个信号对其它信号产生的每单位带宽的干扰量。 并且，本发明之七是根据本发明之三的信号检测器，所述信号重叠 状态估计单元可以根据所述信号参数中包含的中心频率信息和信号带宽 信息，计算各个信号的使用频带的上限和下限，在所述接收信号中包含 的所有信号之间比较所计算的频带的上限值和下限值，算出各个信号之 间的所述重叠频率宽度。由此，可以通过简单的计算求出各个信号相互 干扰的信号频带。 并且，本发明之八是根据本发明之三的信号检测器，干扰功率计算 单元可以通过对由所述每单位带宽功率计算单元求出的各个信号的每单 位带宽的信号功率和由所述信号重叠状态估计单元求出的各个信号间的 重叠频率带宽进行相乘，计算所述接收信号中包含的多个信号间的干扰 功率。由此，可以通过简单的计算估计各个信号间的干扰功率。 并且，本发明之九是根据本发明之一～之三中任一项的信号检测器， 所述检测顺序决定单元具有：相互干扰量估计单元，其根据所述接收信 号和所述信号参数，估计所述接收信号中包含的多个信号在频率轴上重 叠并相互干扰时的相互干扰量；噪声估计单元，其根据所述接收信号和 所述信号参数，分别估计所述接收信号中包含的多个信号所接受的噪声 功率；品质估计及顺序决定单元，其使用在所述相互干扰量估计单元中 所估计的估计相互干扰量和在所述噪声估计单元中所估计的估计噪声功 率，决定从所述接收信号中分离并取出所述接收信号中包含的信号的顺 序，所述品质估计及顺序决定单元可以把所述规定的检测顺序中检测顺 序靠前的信号对其它信号的估计相互干扰量设为规定值以下，来计算作 为决定规定的检测顺序的信号时的基准的品质，从而决定顺序。这样， 可以使用考虑了接收信号中包含的噪声的通信品质来进行检测顺序的决 定，可以高精度地分离并检测信号。 并且，本发明之十是根据本发明之九的信号检测器，所述噪声估计 单元具有：副本信号生成单元，其根据所述接收信号和所述信号参数， 生成接收信号的副本；减法器，其从所述接收信号减去由所述副本信号 生成单元生成的副本信号，输出剩余信号；带通滤波器，其利用所述接 收信号中包含的多个信号各自的信号带宽对所述剩余信号进行频带限 制；噪声功率估计单元，其计算通过所述带通滤波器进行了频带限制的 噪声的功率，通过估计接收信号中包含的噪声信号波形并进行频带限制， 可以针对各个信号求出并输出使接收信号中包含的多个信号受到影响的 噪声的功率。由此，可以容易地求出影响接收信号中包含的各个信号的 噪声的功率。 并且，本发明之十一是根据本发明之一～之十中任一项的信号检测 器，所述检测顺序决定单元可以将通信品质越高的信号的检测顺序设定 得越高。由此，可以降低检测顺序为上位的信号中的判定错误，可以高 精度地分离并检测信号。 并且，本发明之十二是根据本发明之一～之十一中任一项的信号检 测器，具有多个使用所述通过频带可变的带通滤波器和所述均衡判定单 元和所述副本生成单元来输出接收信号中包含的各个信号的副本信号的 级，在规定的级中，从接收信号减去在前级生成的副本信号，使用该结 果进行频带限制和均衡判定。这样，通过使用多个级反复进行均衡处理， 可以获得高精度的传输路径估计值，可以高精度地分离并检测接收信号 中包含的各个信号。 并且，本发明之十三是根据本发明之一～之十二中任一项的信号检 测器，所述信号参数检测单元可以根据接收信号估计并检测接收信号中 包含的各个信号的信号参数。由此，可以预先在没有与各个信号有关的 信息的状态下进行信号分离。 并且，本发明之十四是根据本发明之一～之十三中任一项的信号检 测器，所述信号参数检测单元可以预先被发送侧的无线站通知各个信号 的信号参数。这样，通过预先获取各个信号的信号参数，可以容易地进 行信号分离动作。 并且，本发明之十五的信号检测器，是无线通信系统中的信号检测 器，无线接收机上，该无线通信系统中具有发送信号的信号带宽不同的 多个无线发送机和具有多用户检测器的一个无线接收机，从所述无线发 送机向所述无线接收机发送无线信号来进行通信，所述信号检测器被设 置在所述无线接收机上，所述多用户检测器具有：频带限制滤波器，其 对应来自所述多个无线发送机的发送信号，通过频带各不相同；信道计 算部，其使用所述信号信息，计算考虑了由在所述多个无线发送机中使 用的针对每个用户通过频带不同的滤波器和所述无线接收机中的滤波器 产生的码间干扰的信道的状态；MMSE滤波器，其使用在所述信道计算部 中计算的信道状态和所述信号信息，计算滤波系数，使用在副本生成器 中所估计的映射到信号空间上的码元序列的副本，对在频带限制滤波器 中进行了频带限制的信号进行均衡；软输入输出解码器，其使用被所述 MMSE滤波器均衡后的信号，考虑所述信号信息判定各个用户的接收数据， 并且计算映射到信号空间上的码元的似然；副本生成器，其根据由所述 软输入输出解码器计算的码元的似然，生成映射到信号空间上的信号的 码元序列的副本并输入所述MMSE滤波器，使用所生成的码元序列副本和 所述信号信息，生成考虑了信道的影响的接收信号副本；减法器，其从 输入多用户检测器的信号减去在所述副本生成器中生成的接收信号副 本。由此，可以考虑因信号带宽不同的信号的滤波器引起的ISI的大变 动来进行均衡处理，能够高精度地分离信号。 并且，本发明之十六是根据本发明之十五的信号检测器，所述无线 接收机具有纵向连接多个所述多用户检测部而得到的多级多用户检测 部，在所述多级多用户检测部中，所述多用户检测部可以使用在纵向连 接的前级的多用户检测部中生成的副本信号，进行信号检测和副本生成。 由此，可以提高副本生成的精度，更加高精度地分离信号。 根据本发明的信号检测器，在多个信号参数不同的信号共用同一频 率进行通信的条件下，能够以较少的计算量分离并检测信号。 附图说明 图1是表示现有的副本生成型干扰消除器的结构的方框图。 图2是表示基于MMSE滤波器的逐次多用户检测法(现有方法)的结 构的方框图。 图3是表示包括本发明的第1实施方式涉及的信号检测器的接收机 的结构示例的方框图。 图4是信号检测器的信号处理过程的示意图。 图5是表示包括本发明的第2实施方式涉及的信号检测器的接收机 的结构示例的方框图。 图6是表示检测顺序决定单元的结构示例的方框图。 图7是表示图6中的品质估计和顺序决定单元的动作的流程图。 图8是表示检测顺序决定单元的其它结构示例的方框图。 图9是表示图8中的品质估计和顺序决定单元的动作的流程图。 图10是表示相互干扰量估计单元的结构示例的方框图。 图11是表示相互干扰量估计单元的其它结构示例的方框图。 图12是表示每单位带宽功率计算单元的结构示例的方框图。 图13是表示各个信号的功率和每单位带宽信号功率的关系的示意 图。 图14是表示信号的使用带宽和重叠频率带宽的关系的示意图。 图15是表示相互干扰量的示意图。 图16是表示检测顺序决定单元的其它结构示例的方框图。 图17是表示图16中的品质估计和顺序决定单元的动作的流程图。 图18是表示检测顺序决定单元的其它结构示例的方框图。 图19是表示图18中的品质估计和顺序决定单元的动作的流程图。 图20是表示噪声估计单元的结构示例的方框图。 图21是表示噪声估计单元的动作的示意图。 图22是表示包括本发明的第3实施方式涉及的信号检测器的接收机 的结构示例的方框图。 图23是表示本发明的第4实施方式涉及的信号检测器的结构示例的 方框图。 图24是表示参数信息生成方法的一例的方框图。 图25是表示信号参数检测单元的结构示例的方框图。 图26是表示具有本发明的第5实施方式涉及的无线发送机和多用户 检测器的无线接收机的结构示例的方框图。 图27是表示图26中的多用户检测器的结构示例的方框图。 图28是表示图27中的信道计算部的结构示例的方框图。 图29是表示对所有信号同时进行信道估计的情况下的多用户检测 器的结构示例的方框图。 图30是表示对各个信号个别地进行信道估计的情况下的多用户检 测器的结构示例的方框图。 图31是表示图30中的信道计算部的结构示例的方框图。 图32是表示具有多级多用户检测器的无线接收机的结构示例的方 框图。 图33是表示构成多级多用户检测器的多用户检测器的结构示例的 方框图。 图34是表示图33中的信道计算部的结构示例的方框图。 符号说明 1、2：发送机；10：接收机；11：通过频带可变的带通滤波器；12： 信号参数检测单元；13：检测顺序决定单元；14：参数控制单元；15： 均衡判定单元；16：副本生成单元；17：减法器。 具体实施方式 以下，参照附图说明本发明的优选实施方式。 (第1实施方式) 图3是表示包括本发明的第1实施方式涉及的信号检测器的接收机 的结构示例的方框图。图4是信号检测器的信号处理过程的示意图。 在图3中，接收机10由以下部分构成：对接收信号进行频带限制， 并且能使通过频带可变的通过频带可变的带通滤波器11(111、112)；信 号参数检测单元12，其检测接收信号中包含的多个信号的信号参数；检 测顺序决定单元13，其根据接收信号和由信号参数检测单元12检测的信 号参数来决定接收信号的检测顺序；参数控制单元14，其根据通过检测 顺序决定单元13所决定的检测顺序和在信号参数检测单元12中检测的 信号参数，来控制通过频带可变的带通滤波器11的通过频带；均衡判定 单元15(151、152)，其对来自通过频带可变的带通滤波器11的输出信号 进行均衡及判定；副本生成单元16，其使用均衡判定单元15的判定结果 和在均衡处理中所估计的信道估计值，生成接收信号的副本；减法器17， 其从接收信号中减去副本信号。 从发送机1和发送机2分别发送发送信号参数不同的信号，接收机 10接收将这些信号相加后的接收信号A。接收信号A被输入通过频带可 变的带通滤波器111、检测顺序决定单元13和减法器17。并且，信号1 和信号2的信号带宽、中心频率、调制方式等发送信号参数，在通信之 前被通知给接收机10的信号参数检测单元12。作为一例，使用共同的无 线信道通过无线控制信号在开始通信之前通知信号参数。此处，示出了 在开始通信之前预先通知的情况的示例。 信号参数检测单元12检测接收信号中包含的信号1和信号2的信号 参数，输入给检测顺序决定单元13和参数控制单元14。在检测顺序决定 单元13中，根据接收信号A和信号参数B，决定检测接收信号中包含的 信号(信号1和信号2)的顺序，把检测顺序C输入给参数控制单元14。 参数控制单元14根据在信号参数检测单元12中检测的中心频率和信号 带宽的信息，控制通过频带可变的带通滤波器#1(111)的通过频带以使 检测顺序为第1的信号通过，同样，将检测顺序为第1的信号的调制方 式和码元速率等进行均衡和判定所需要的参数输入均衡判定单元#1 (151)。同样，使用检测顺序为第2的信号的信号参数，来控制通过频带 可变的带通滤波器#2(112)和均衡判定单元#2(152)。 已通过通过频带可变的带通滤波器#1(111)的信号，如图4的频 带限制后的信号G所示，成为抑制了检测顺序为第1的信号的频带以外 的频带的信号成分的信号。频带限制后的信号G被输入均衡判定单元#1 (151)，进行均衡和判定。此时，在均衡处理中求出的判定结果#1(D1) 和信道估计值E被输入副本生成单元16。在副本生成单元16中，根据判 定结果#1(D1)和信道估计值E，生成检测顺序为第1的信号的副本信 号F，把该副本信号输入减法器17。减法器17从接收信号A减去副本信 号F，把该结果输入通过频带可变的带通滤波器#2(112)。此时，被输 入通过频带可变的带通滤波器#2(112)的信号，如图4的去除检测对象 信号后的信号H所示，成为从接收信号中减去检测顺序为第1的信号后 的信号，即由检测顺序为第2的信号和噪声构成的信号。通过频带可变 的带通滤波器#2(112)改变通过频带，以使经由参数控制单元14指定 的检测顺序为第2的信号通过，把滤波器的输出输入到均衡判定单元#2 (152)。均衡判定单元#2(152)根据所输入的信号，进行检测顺序为第 2的信号的均衡和判定，输出判定结果#2(D2)。 这样，在可以正确判定检测顺序为第1的信号的条件下，能够在受 到检测顺序为第1的信号的干扰量较小的状态下判定检测顺序为第2的 信号，所以能够高精度地分离并检测接收信号A中包含的信号。 (第2实施方式) 图5是表示包括本发明的第2实施方式涉及的信号检测器的接收机 的结构示例的方框图，把图3所示第1实施方式中的发送机为两个的结 构示例扩展为发送机为1～K个的结构示例。对进行与图3所示相同的动 作的功能块，赋予相同序号并省略说明。 在接收机10中，分别具有K个通过频带可变的带通滤波器11(111、 112、～、11K)和均衡判定单元15(151、152、～、15K)，具有K-1个副 本生成单元16(161、162、～、16K-1)和减法器17(171、172、～、17K-1)。 通过频带可变的带通滤波器#1(111)、通过频带可变的带通滤波器#2 (112)、通过频带可变的带通滤波器#K(11K)分别改变滤波器的通过频 带，以使检测顺序为第1的信号、检测顺序为第2的信号、检测顺序为 第K的信号分别通过。已通过了通过频带可变的带通滤波器#1、#2、…、 #K的信号，分别被输入均衡判定单元#1、#2、…、#K。均衡判定单 元#1、#2、…、#K对所输入的信号进行均衡和判定，把在均衡处理中 求出的信道估计值E1、E2、…和判定结果D1、D2、…输入副本生成单元 #1、#2、…。副本生成单元#1、#2、…分别生成检测顺序为第1、第 2、…的信号的副本，并输入减法器171、172、…。减法器#1(171)从 接收信号A中减去检测顺序为第1的信号的副本信号F1，把相减结果输 入通过频带可变的带通滤波器#2(112)和减法器#2(172)。减法器#2 (172)从由减法器#1输入的信号中减去检测顺序为第2的信号的副本 信号F2，把相减结果输入给下一级的通过频带可变的带通滤波器和减法 器。这样，通过从检测顺序较高的信号开始逐次从接收信号中去除，被 输入规定级的通过频带可变的带通滤波器的信号，成为从在该滤波器通 过的对象信号中减去检测顺序为上位的信号的副本信号后的信号，能够 高精度地分离并取出信号。 图6是表示检测顺序决定单元13的结构示例的方框图，由相互干扰 量估计单元131与品质估计和顺序决定单元132构成。 相互干扰量估计单元131根据接收信号A和信号参数B估计接收信 号中包含的多个信号间的相互干扰量(估计相互干扰量I)，并输入品质 估计和顺序决定单元132。此处，把信号a对信号b的干扰量的估计值设 为I(a、b)，可以利用下述算式(1)表示估计相互干扰量I。另外，干 扰量估计值I(a、a)为信号a的功率。 [算式1] 算式(1) 图7是表示图8中的品质估计和顺序决定单元132的动作的流程图。 品质估计和顺序决定单元132按照图7所示流程来决定检测顺序。 首先，作为初始设定，把检测顺序i设定为‘1’(步骤S10)。然后， 判定i是否与接收信号中包含的信号的数目相等(步骤S11)。在不相等 的情况下转入步骤S12，在相等的情况下结束处理。在步骤S12，使用在 相互干扰量估计单元131中估计的估计相互干扰量，估计各个信号的通 信品质。并且，利用下述算式(2)计算分别与接收信号中包含的信号对 应的希望信号功率对干扰信号功率的比SIRest，把其值为最大的信号作为 检测顺序i(步骤S13)。 [算式2] 算式(2) 然后，在步骤S13，把品质最好的信号对其它信号的干扰量和该信 号自身的希望信号功率全部设为‘0’(步骤S14)。另外，此处虽然把功 率设为‘0’，但考虑到由于副本信号的生成误差使得要完全去除信号比 较困难这样的条件，也可以把功率设定为微小的值。然后，将检测顺序i 加1成为i+1(步骤S15)，返回步骤S11。 通过以上动作确定检测顺序。由此，可以从干扰的影响较小、通信 品质预期良好的信号开始顺序检测。 图8是表示检测顺序决定单元13的其它结构示例的方框图。在图8 中，检测顺序决定单元13由相互干扰量估计单元131、品质估计和顺序 决定单元133、(Eb/Io)-BER对应表134构成。图9表示品质估计和顺 序决定单元133的动作流程图。 相互干扰量估计单元131根据接收信号A和信号参数B，估计接收 信号中包含的多个信号间的相互干扰量(估计相互干扰量)，并输入品质 估计和顺序决定单元133。 品质估计和顺序决定单元133按照图9的流程图来进行动作。即， 作为初始设定，把检测顺序i设定为‘1’(步骤S20)。然后，判定i是 否与接收信号中包含的信号的数目(K)相等(步骤S21)。在不相等的情 况下转入步骤S22，在相等的情况下结束处理。在步骤S22，根据估计相 互干扰量I和信号参数B中包含的调制方式信息X，估计每1比特的信号 功率对干扰功率的比(Eb/Io)。然后，根据该估计(Eb/Io)(Y)和调制方 式信息X，参照(Eb/Io)-BER对应表134，求出接收信号A中包含的各 个信号的估计比特错误率[BER(1)，BER(2)，…BER(K)]Z(步骤S23)。此处， BER(p)是信号p的估计比特错误率。然后，把估计比特错误率最低的信 号的检测顺序设为‘i’(步骤S24)，把检测顺序为‘i’的信号对其它信 号的干扰量和该信号自身的希望信号功率全部设为‘0’(步骤S25)。另 外，此处虽然把功率设为‘0’，但考虑到由于副本信号的生成误差使得 完全去除信号比较困难这样的条件，也可以把功率设定为微小的值。然 后，将检测顺序i加1成为i+1(步骤S26)，返回步骤S21。 通过以上动作确定检测顺序。根据这种结构，可以从比特错误率被 预期为较低的信号开始顺序检测，能够高精度地分离并检测接收信号A 中包含的信号。 图10是表示相互干扰量估计单元131的结构示例的方框图，具有： 传输路径估计单元1311、信号功率估计单元1312、每单位带宽功率计算 单元1313、信号重叠状态估计单元1314和干扰功率计算单元1315。 传输路径估计单元1311估计接收信号A中包含的多个信号的传输路 径，所估计的传输路径估计值J被输入信号功率估计单元1312。此处， 向传输路径估计单元1311输入信号参数的训练序列并使用，但也可以使 用导频码元来估计传输路径。信号功率估计单元1312根据所输入的传输 路径估计值J估计各个信号的功率。 并且，如图11所示，也可以省略图10的传输路径估计单元1311， 而在信号功率估计单元1312中，在相关检测器13121使用已知的码元序 列(在图11中作为一例使用训练序列)对接收信号A进行相关检测，在 功率估计单元13122根据由相关检测器13121检测的相关值估计各个信 号的功率。 在图10和图11中，各个信号的功率估计值L被输入每单位带宽功 率计算单元1313，每单位带宽功率计算单元1313使用信号带宽的信息， 计算各个信号的每单位带宽的信号功率，把计算结果输入干扰功率计算 单元1315。此处，把信号p的每单位带宽的功率设为Wu(p)。此时，每 单位带宽功率计算单元1313如图12所示，对在信号功率估计单元1312 中所估计的各个信号的功率的瞬间值P(t)进行时间积分，并按观测时 间进行平均，求出每单位时间的功率，利用信号参数B中的信号带宽信 息BW来除该功率，由此求出每单位带宽的信号功率计算值。此时，利用 下述算式(3)求出信号p的每单位带宽的信号功率计算值。 [算式3] 算式(3) 此处，图13表示各个信号的功率和每单位带宽的信号功率的关系示 例。图13表示重叠接收信号1(A1)和信号2(A2)和信号3(A3)这3 个信号的示例，各个信号的功率为表示各个信号的区域的面积。并且， 每单位带宽的功率大概为表示图中的各个信号的区域的高度。另外，每1 比特的功率是把每单位带宽的功率除以每单位带宽的可发送比特数的结 果。 信号重叠状态估计单元1314根据中心频率和信号带宽的信息，计算 接收信号A中包含的信号相互重叠的频率的带宽，把该计算值输入干扰 功率计算单元1315。此处，把信号p与信号q重叠的频率带宽设为Boverlay (p、q)。 对此使用图13进行说明。此处，信号1与信号2重叠的区域O1(相 互干扰的区域)位于信号1的频带的左端，把该重合的带宽设为Boverlay(1、 2)。此时，显然算式Boverlay(1、2)＝Boverlay(2、1)成立。并且，把信号 p重叠在信号p上的带宽、即信号p的信号带宽表示为Boverlay(p、p)。此 时，信号1和信号3重叠的区域O2与信号3的频带相等，所以Boverlay(1、 3)＝Boverlay(3、1)＝Boverlay(3、3)。并且，由于信号2与信号3重叠的 区域O3不存在，所以Boverlay(2、3)＝Boverlay(3、2)＝0。另外，重叠的 频率带宽根据中心频率和信号带宽划分成图14所示的情况，并利用下述 算式4～7求出。此处，把信号p和q的中心频率分别设为fcp和fcp把 信号带宽分别设为BWp和BWq。并且，信号p和信号q为接收信号中包含 的任意信号，也可以代入信号p和信号q来应用下述算式。 (a)当信号p的使用频带包含信号q的使用频带时 (即，当fcq+BWq/2≤fcp+BWp/2而且fcp-BWp/2≤fcq-BWq/2时) [算式4] Boverlay(p，q)＝BWq 算式(4) (b)当信号p的使用频带的上限在信号q的使用频带内时 (即，当fcp+BWp/2≤fcq+BWq/2而且fcp-BWp/2≤fcq-BWq/2时) [算式5] Boverlay(p，q)＝(fcp+BWp/2)-(fcq-BWq/2) 算式(5) (c)当信号p的使用频带的下限在信号q的使用频带内时 (即，当fcq+BWq/2≤fcp+BWp/2而且fcq-BWq/2≤fcp-BWp/2时) [算式6] Boverlay(p，q)＝(fcq+BWq/2)-(fcp-BWp/2) 算式(6) (d)当信号p的使用频带与信号q的使用频带不重叠时 (即，当fcq+BWq/2≤fcp-BWp/2或者fcp+BWp/2≤fcq-BWq/2时) [算式7] Boverlay(p，q)＝0 算式(7) 在干扰功率计算单元1315中，根据所输入的、各个信号的每单位带 宽的信号功率计算值M和多个信号间的重叠频率带宽0，计算估计相互干 扰量I。此时，可以通过将信号p与信号q重叠的频率带宽与信号p的每 单位带宽的功率相乘来得到信号q受到信号p的干扰量。即，可以利用 下述算式(8)计算估计相互干扰量I(p、q)。 [算式8] I(p，q)＝Wu(p)Boverlay 算式(8) 图15是表示相互干扰量的示意图。图中P的区域表示信号2对信号 1产生干扰的信号部分，该区域的功率大概为Wu(2)Boverlay(2，1)＝I(2，1)。 并且，图中Q的区域表示信号3对信号1产生干扰的信号部分，该区域 的功率大概为Wu(3)Boverlay(3，1)＝I(3，1)。即，信号1接受的总干扰量为 I(2，1)+I(3，1)。此时，信号1的功率为Wu(1)Boverlay(1，1)＝I(1，1)，所 以信号1的估计通信品质(此时为估计SIR)可以利用下述算式(9)表 示。 [算式9] 算式(9) 同样，也能够针对信号2、信号3容易地求出估计通信品质。 另外，在图3的信号检测器中，也可以构成为向均衡判定单元15输 入并使用在图10中求出的传输路径估计值J。 图16是表示在接收信号中包含使用扩频码进行通信的信号的情况 下的检测顺序决定单元13的结构示例的方框图。图17是表示图16中的 品质估计和顺序决定单元132的动作的流程图。 在图16中，与图6相同，在相互干扰量估计单元131中求出估计相 互干扰量I，但此时作为信号参数B使用输入的扩频率信息R，各个信号 的功率I(p、p)成为乘以扩频率SF(p)之后而得到的值SF(p)I(p、 p)。在这种结构中，即使对于不使用扩频码的信号，也能够通过把扩频 率信息设为‘1’来进行对应。此时，图17的动作流程中的通信品质的 比较(步骤S32)中的希望信号功率对干扰信号功率的比，可以利用下述 算式(10)来计算，能够考虑扩频增益来决定检测顺序。这样，即使对 于混合有使用扩频码的信号和不使用扩频码的信号的接收信号，也能够 有效地确定检测顺序，能够高精度地分离并取出信号。 [算式10] 算式(10) 图18是表示检测顺序决定单元13的其它结构示例的方框图。本结 构图对图6的检测顺序决定单元13追加了噪声估计单元135，其它部分 的动作相同，所以省略说明。 相互干扰量估计单元131根据接收信号A和信号参数B，估计接收 信号A中包含的多个信号的相互干扰量，将估计相互干扰量I输入品质 估计和顺序决定单元132。噪声估计单元135根据接收信号A和信号参数 B，估计接收信号A中包含的多个信号分别接受的噪声功率，将估计噪声 功率T输入品质估计和顺序决定单元132。品质估计和顺序决定单元132 根据所输入的估计相互干扰量I和估计噪声功率T，按照图19的动作流 程决定检测顺序。图19的动作流程与图7的动作流程相同，只有是否对 作为顺序决定基准的通信品质考虑噪声这一点不同。具体讲，作为初始 设定，把检测顺序i设定为‘1’(步骤S40)。然后，判定i是否与接收 信号中包含的信号的数目相等(步骤S41)。在不相等的情况下转入步骤 S42，在相等的情况下结束处理。在步骤S42，求出接收信号A中包含的 多个信号各自的信号功率相对干扰信号功率+噪声功率的比，把该比值 最高的信号设为检测顺序i。然后，在步骤S42，使品质最好的信号的功 率为‘0’。即，把该信号对其它信号的干扰量和该信号自身的希望信号 功率全部设为‘0’(步骤S43)。然后，将检测顺序i加1成为i+1(步 骤S44)，返回步骤S41。这样，在多个信号带宽不同的信号重复使用频 带的情况下，能够高精度地估计各个信号所接受的噪声的影响，可以有 效地决定检测顺序。 另外，在本实施方式中，使用所求出的噪声的影响，以与图8相同 的方式，算出每1比特的信号功率相对干扰和噪声功率的比Eb/(Io+No)， 使用该值求出估计比特错误率，即可据此决定检测顺序。 图20是表示噪声估计单元135的结构示例的方框图，具有副本信号 生成单元1351、减法器1352、带通滤波器1353(13531、13532、～、1353k) 和噪声功率估计单元1354。图21表示噪声估计单元135的动作示意图。 副本信号生成单元1351根据接收信号A和信号参数B中的训练序 列，生成接收信号A中包含的多个信号的副本，输出作为它们的和的接 收信号的副本U，并输入减法器1352。减法器1352从接收信号A减去接 收信号副本U。这样，通过从接收信号A减去接收信号副本U，仅有噪声 成分剩余，能够获得剩余信号V。然后，剩余信号V被输入带通滤波器 1353。带通滤波器1353根据接收信号中包含的多个信号的频带，对剩余 信号V进行频带限制。具体讲，在设剩余信号的傅立叶变换为N(f)，设 对应信号p的带通滤波器1353p为Hp(f)时，可以作为下述算式(11) (NH(p，f))的傅立叶逆变换来求出通过了带通滤波器后的噪声。 [算式11] NH(p，f)＝N(f)HP(f) 算式(11) 其中，Hp(f)表示设通过频带为信号p的使用频带(即，fcp-BWp/2 ≤f≤fcp+BWp/2)。此时，如图21所示，从带通滤波器1353输出按照接 收信号A中包含的各个信号的频带进行了频带限制后的噪声W(W1、W2、 W3)。由此，可以估计通过了图3的通过频带可变的带通滤波器11后所剩 余的噪声成分。所输出的被进行了频带限制的噪声W被输入噪声功率估 计单元1354，噪声功率估计单元1354使用下述算式估计接收信号A中包 含的各个信号所接受的噪声的功率，并输出其结果。 [算式12] 算式(12) 通过以上处理，可以估计接收信号A中包含的噪声和各个信号分别 接受的噪声功率。 (第3实施方式) 图22是表示包括本发明的第3实施方式涉及的信号检测器的接收机 的结构示例的方框图。这样，本发明也可以形成为追加了纠错解码器151 (1511、1512)和纠错编码器152的结构。该情况时，均衡判定单元#1 的输出被输入纠错解码器1511，按照作为发送信号参数被发送过来的纠 错编码方法进行解码，把其结果作为判定结果#1(D1)输出。判定结果 #1(D1)被输入纠错编码器152，按照与发送侧相同的编码方法进行编 码，编码后的信号被输入副本生成单元16。这样，使用纠错后的错误较 少的信号来生成副本信号，所以能够防止因判定错误引起的副本信号生 成精度的恶化，可以高精度地分离并检测信号。 (第4实施方式) 图23是表示本发明的第4实施方式涉及的信号检测器的结构示例的 方框图，具有由通过频带可变的带通滤波器11(111、112、113、～、11k)、 均衡判定单元15(151、152、153、～、15k)和副本生成单元16(161、162、 163、～、16k)构成的多个级18(181、18、～、18N)。另外，在本图中， 与图3的结构相同，通过信号参数检测单元12、检测顺序决定单元13和 参数控制单元14，控制通过频带可变的带通滤波器11和均衡判定单元 15的动作。 在第1级181中，与图3的信号检测器相同，按照在检测顺序决定单 元13中决定的检测顺序，对经由通过频带可变的带通滤波器11进行了 频带限制的信号进行均衡判定，获得判定结果(一次判定结果)。副本生 成单元16根据一次判定结果和信道估计值，生成接收信号A中包含的检 测顺序为第2和第2以后的各个信号的副本，并输入第2级182。在第2 级182中，将从接收信号A中减去在第1级181中生成的检测顺序为第2 和第2以后的信号的副本后得到的信号，输入与检测顺序为第1的信号 对应的通过频带可变的带通滤波器#1b。在通过频带可变的带通滤波器 #1b中，对所输入的信号进行频带限制，将进行了频带限制后的信号输 入均衡判定单元#1b，在均衡判定单元#1b中对所输入的信号进行均衡 判定，将判定结果(二次判定结果)和信道估计值输入副本生成单元#1b。 此时，被输入通过频带可变的带通滤波器#1a的信号，在接收信号中含 有干扰信号，而被输入通过频带可变的带通滤波器#1b的信号是减去了 在第1级181中生成的副本信号后得到的信号，所以成为干扰的影响得到 了抑制的信号。因此，均衡判定单元15中的干扰信号的影响得到抑制， 与第1级相比，能够获得更加正确的信道估计值。然后，在副本生成单 元#1b中，根据所输入的二次判定结果和信道估计值生成检测顺序为第 1的信号的副本。 通过频带可变的带通滤波器#2b被输入从接收信号A中减去在第1 级生成的检测顺序为第3和第3以后的信号副本以及在副本生成单元#1b 生成的检测顺序为第1的信号副本后得到的剩余信号。以下相同，与检 测顺序为第n的信号对应的通过频带可变的带通滤波器#nb，被输入从 接收信号A中减去在第1级生成的检测顺序为第n+1和第n+1以后的 信号副本以及在第2级生成的检测顺序为第n-1和第n-1以前的信号 副本后得到的剩余信号。对这些输入信号进行频带限制和均衡判定，副 本生成单元16根据均衡判定单元15的二次判定结果和信道估计值生成 副本信号。 这样，在第q级中，使用在第q-1级生成的副本信号使信道估计值 高精度化，使判定结果的准确度更高。当设级数为N时，把第N级的均 衡判定单元15的判定结果作为最终判定结果输出。 通过采取以上结构，可以抑制图3所示结构中的因干扰信号的影响 而造成的信道估计值的误差和判定错误，能够高精度地分离信号。 图24和图25是表示信号参数检测方法的一例的图。在图24和图 25中，在收发机中保存有与有可能被使用的调制方式、信号带宽及中心 频率等有关的、在信息接收和发送中相同的表。发送侧从该表中选择与 要使用的信号参数对应的序号，生成数据序列，在通信之前发送该数据 序列。例如，发送调制方式为QPSK、信号带宽为BWc、中心频率为fcB 的信号时，对“No.”“2”、“3”、“2”进行数据序列化并调制，在通信 之前发送。在接收侧，如图25所示，使用相同的表，同样对有可能被使 用的参数的所有组合生成序列并调制，并使用其在相关检测器121中进 行相关检测。在参数确定部122中，判定为与相关检测结果最高的序列 对应的调制方式、信号带宽和中心频率等信号参数被使用，作为信号参 数B输出。这样，不必使用独自的控制信道来发送信号参数，所以能够 实现频率资源的有效使用。 (第5实施方式) 对于检测顺序靠前的信号，把检测顺序在该信号之后的信号作为噪 声处理，来进行均衡处理，所以产生由此引起的检测精度的劣化及所生 成的副本的精度劣化。 下面，图26是表示本发明的第5实施方式涉及的无线发送机和具有 多用户检测器的无线接收机的结构示例的方框图。 在图26中，发送机5-1(5-1a、5-1b、5-1c)由以下部分构成： 调制器5-11(5-11a、5-11b、5-11c)、频带限制滤波器5-12(5- 12a、5-12b、5-12c)、发送侧低通滤波器5-13(5-13a、5-13b、5 -13c)、基带-RF(Radio Frequency：无线频率)转换部5-14(5-14a、 5-14b、5-14c)、天线5-15(5-15a、5-15b、5-15c)和编码部5 -16(5-16a、5-16b)。在不进行纠错的情况下省略编码部5-16。 接收机5-2由以下部分构成：RF-基带转换部5-20(5-20a、5 -20b)、接收侧低通滤波器5-21(5-21a、5-21b)、多用户检测器5 -22、高输出放大器5-26(5-26a、5-26b)和天线5-25(5-25a、 5-25b)。另外，在图26中示出了接收天线的数量为2的情况。 发送机5-1把发送数据5-10(5-10a、5-10b、5-10c)或通过 编码部5-16进行了纠错编码的数据输入到调制器5-11，调制器5-11 对所输入的数据进行调制，并映射到信号空间上的点。频带限制滤波器5 -12对在调制器5-11中进行了调制后的信号进行波形整形。基带—RF 转换部5-14通过对限制频带后的基带信号进行放大和频率转换等而将 其转换为RF频带的信号。发送侧低通滤波器5-13抑制频率转换后的信 号的高频成分。通过发送侧低通滤波器5-13抑制了高频成分的信号经 由发送天线5-15被发射。 从发送天线5-15发送的信号通过传输路径5-3(5-3a、5-3b、 5-3c)被接收机5-2的接收天线5-25接收。所接收的信号通过高输 出放大器5-26被放大后，通过接收侧低通滤波器5-21了抑制接收信 号频带之外的噪声，再通过RF-基带转换部5-20被转换为基带信号。 基带信号被输入多用户检测器5-22。多用户检测器5-22参照与接收信 号中包含的信号有关的信号信息5-24，根据基带信号输出接收数据判定 结果5-23(5-23a、5-23b、5-23c)。 图27表示多用户检测器5-22的结构示例。在图27中，多用户检 测器5-22由以下部分构成：频带限制滤波器220(220a、220b、220c)、 信道计算部221(221a、221b、221c)、MMSE滤波器222(222a、222b、 222c)、软输入输出解码器223(223a、223b、223c)、副本生成器224(224a、 224b)和减法器225(2253a、225b)。 在多用户检测器5-22中，首先，利用检测顺序为第1的信号(以 下，把检测顺序为第k的信号称为第k检测对象信号)的频带限制滤波 器220a，对输入信号r进行频带限制，把限制频带后的信号输入MMSE滤 波器222a。在信道计算部221a中，根据来自频带限制滤波器220a的第 1检测对象信号的接收滤波信息和接收信号中包含的各个用户的信号的 码元速率信息、定时信息、传输路径5-3的信息及发送侧滤波信息，计 算输入信号r中包含的各个用户的信号的、考虑了从发送侧频带限制滤 波器5-12到接收侧的第1检测对象信号的频带限制滤波器220a为止的 ISI状态的信道状态。 此处，当假设接收和发送的低通滤波器5-13、5-21理想地动作并 且没有信号失真时，当把第k检测信号的调制信号矢量设为bk、把发送 滤波器矩阵设为GTX，k、把传输路径5-3的状态的矩阵设为Hp，k、把噪声 矢量设为n、把检测对象的信号的总数设为K时，输入信号r可以表述为 下述算式。另外，τk表示各个信号的到达定时。 [算式13] 算式(13) 此时，输入信号r可以利用下述算式来表述。 [算式14] r＝[r*(0)，...，r*(D1)]H 算式(14) 此时，D1+1表示第1检测对象信号的样本点数，在矢量乃至矩阵的 右上角示出的“*”、“H”，分别表示复共轭、复共轭转置。并且，r(m) 表示时刻mTs1的接收信号，TSk表示第k检测对象信号的样本的时间间隔。 此处，当设发送的调制信号的码元数为Mk个时，bk可以利用下述算式来 表述。bk(m)表示第k检测对象信号的第m+1个调制信号。 [算式15] 算式(15) 并且，发送滤波矩阵GTX，k为： [算式16] 算式(16) 此时，gk(t)表示第k检测对象信号的发送中的频带限制滤波器5 -12的时间响应函数，根据第k检测对象信号的通过带宽来决定。并且， Tk表示第k检测对象信号的码元时间，按照1/Tk来赋予码元速率。 传输路径状态的矩阵Hp，k可以利用下述算式来表述。 [算式17] 算式(17) 此时，hk(p，q)是表示在接收信号r(p)中被接收的第q延迟波 (延迟时间：qTS1)的振幅和相位旋转量的复数。 此时，使用表示频带限制滤波器220a的矩阵GRx，1： [算式18] 算式(18) 通过接收侧的频带限制滤波器220a后的信号成为： [算式19] 算式(19) 此时，根据第1检测对象信号的到达定时对接收信号进行取样，即， 当在时刻mTS1+τ1对接收信号进行取样时，从第2到第K接收信号的到 达定时仅相对地偏移了时间τ1。即，通过接收滤波器220a后的信号： [算式20] 算式(20) 此时，信道计算部221a根据算式(20)，把第k检测对象信号的信 道矩阵计算为下述算式。 [算式21] GRx，1 HHp，kGTx，k(τk-τ1) 算式(21) 同样，第m检测对象信号的处理块中的信道计算部221把第k检测 对象信号的信道矩阵计算为下述算式。 [算式22] GRx，m HHp，kGTx，k(τk-τm) 算式(22) 图28表示第m检测对象信号的处理块中的信道计算部的方框图的结 构示例。 另外，以下为了简单，设第k检测对象信号的、第m检测对象信号 的处理的信道矩阵为： [算式23] 算式(23) 由此，能够容易地计算考虑了由于在非专利文献3的方法中未考虑 的滤波器的通过频带的不同而产生的ISI的信道状态，与根据非专利文 献4的方法而使用分数间隔型系数可变滤波器的情况相比，能够抑制计 算量的增加和信道估计精度的劣化。 根据如上所述计算的信道矩阵，MMSE滤波器222a利用下述算式计 算针对第1检测对象信号的第u个码元的滤波系数w(u)。 [算式24] 算式(24) 此处，eu表示仅检测矩阵的第u行成分的矢量，σ2表示噪声的平均 功率，I1表示M1×M1的单位矩阵。Ak表示第k检测对象信号的实际所发 送的信号空间上的码元序列bk和调制后生成的码元序列副本： [算式25] k 算式(25) 的差量的协方差矩阵，为： [算式26] Cov(bk-k) 算式(26) 另外，该协方差矩阵在完全没有生成码元序列副本的情况下，即没 有从输入信号中减去第k检测对象信号的副本信号的情况下为单位矩阵， 反之，在能高精度地生成副本，并且高精度地减去副本的情况下，则近 似为零矩阵。此处，在进行第1检测对象信号的处理时，因为不进行任 何信号的副本的减法运算，所以对于所有的k，Λk均为单位矩阵。 使用这样得到的滤波系数w1(u)，对接收信号进行以下均衡处理。 [算式27] 算式(27) 由此，与把成为干扰的其他用户的信号作为噪声来处理的非专利文 献2所示的方法不同，对成为干扰的其他用户的信号，进行基于使平方 误差为最小的MMSE基准的均衡处理，所以能够获得更高精度的信号检测 结果。 这种均衡处理后的信号被输入软输入输出解码器223a。软输入输出 解码器223a对所输入的均衡处理后的第1检测对象信号，如果在发送侧 进行编码则考虑编码，进行接收数据的判定并计算针对发送码元的似然。 此处，在调制方式为BPSK的情况下，似然比的对数值即对数似然比λ1(u) 表述如下。 [算式28] 算式(28) 然后，副本生成器224使用由软输入输出解码器223求出的似然， 生成码元序列的副本。如果设码元序列的副本为： [算式29] 算式(29) 则第u个码元的副本可通过下述算式来计算。 [算式30] 算式(30) 该码元序列的副本被输入作为以后的检测对象的信号的处理部的 MMSE滤波器。并且，考虑发送滤波和接收定时，利用下述算式求出第1 检测对象信号的接收信号的副本， [算式31] Hp，1GTx，1(τ1)1 算式(31) 并输入配置在第2检测对象信号的频带限制滤波器的前级的减法器 225。 然后，转入第2检测对象信号的信号处理。 第2检测对象信号的处理，首先从输入信号中减去第1检测对象信 号的副本。并且，使用利用下述算式表述的减算结果， [算式32] r-Hp，1GTx，1(τ1)1 算式(32) 进行与第1检测对象信号相同的处理。同样，第m检测对象信号使 用下述算式进行信号处理。 [算式33] 算式(33) 并且，在第m检测对象信号的检测处理中，也可以逐次解调信号， 根据该解调结果的信号生成第m检测对象信号的副本，使用该副本去除 因延迟波的影响而产生的ISI成分。 另外，在本实施方式中，说明了只考虑发送侧的频带限制滤波器5 -12和接收侧的频带限制滤波器220的影响的示例，但在接收发送的低 通滤波器中，认为也有使信号波形失真并产生ISI的情况。在该情况下， 当设表示第k检测对象信号的发送侧低通滤波器5-13的脉冲响应的矩 阵为LTx，k、设表示接收侧低通滤波器5-21的脉冲响应的矩阵为LRx，k时， 第m检测对象信号的处理的信道计算部221按下述算式来计算第k检测 对象信号的信道矩阵： [算式34] GRx，m HLRx，m HHp，kLTx，kGTx，k(τk-τm) 算式(34) 由此可以考虑低通滤波器5-13、5-21的影响来进行多用户检测。 并且，如果矩阵很大，则逆矩阵计算的运算量变得极大。因此，对 成为解调对象的码元，在信道矩阵中不考虑只在小于等于规定功率时产 生影响的ISI码元，从而可以使信道矩阵变小，减少运算量。 图29是表示针对所有检测对象信号同时估计信道状态时的结构示 例的方框图。在本结构示例中，通过传输路径估计部226估计传输路径 信息： [算式35] [Hp，1，...，Hp，K] 算式(35) 代替实际的传输路径信息，使用所估计的传输路径估计值： [算式36] 算式(36) 来进行与图27相同的动作。在传输路径估计部226中，考虑各个信 号的接收定时，使训练码元或引导码元等参照码元与发送滤波矩阵相乘， 然后使用RLS(Recursive Least Square：递归最小二乘)算法或LMS(Least Mean Square：最小均方)算法，进行传输路径估计。通过预先乘以发送 滤波矩阵，使因滤波器造成的ISI的影响不会反映到传输路径估计中。 由此，可以高精度地估计传输路径的状态。 图30是表示对各个检测对象信号个别地估计信道状态时的结构示 例的方框图。在本结构中，在第m检测对象信号的处理部中，在通过频 带限制滤波器220后，估计第m检测对象信号的传输路径。传输路径估 计与同时估计相同，考虑因发送侧的滤波器的影响而产生的ISI，使用 RLS算法或LMS算法来进行。 图31是表示图30中的信道计算部的结构示例的方框图。在第m检 测对象信号的处理的信道计算部221中，由于只进行到第m检测对象信 号为止的传输路径估计，所以与第m+1和第m+1以后的检测对象信号 有关的传输路径估计值按0计算。 图32是表示具有多用户检测器的接收机的结构示例的方框图。在本 结构示例中，接收机5-2具有纵列连接多个多用户检测器5-28(5-28a、 5-28b、5-28c)而构成的多级多用户检测器5-27。在多级多用户检测 器5-27中，在第1+1级多用户检测器中使用在第1级的多用户检测器 5-28的检测处理中生成的码元序列副本： [算式37] [1 (l)，...，K (l)] 算式(37) 和副本信号： [算式38] 算式(38) 进行反复信号检测处理，由此提高多用户检测的精度。 图33是表示多级多用户检测器5-27内部的多用户检测器5-28的 结构示例的方框图。图33表示接收天线数量为2的示例。第1级多用户 检测器5-28在第1检测对象信号的检测处理中，从输入信号r中减去 由第1-1级多用户检测器生成的副本信号，使用该减法结果的信号： [算式39] 算式(39) 来进行信号检测处理。在第m检测对象信号的检测处理中，第m-1 和第m-1以前的检测对象信号的副本被更新，所以使用减去该更新后的 副本的结果即用下述算式表述的信号。 [算式40] 算式(40) 图34表示多级多用户检测器5-27的信道计算部的结构示例。在第 m检测对象信号的信道计算部221中，第m和第m以前的检测对象信号的 传输路径估计值被更新，所以使用该更新后的值来计算信道矩阵。由此， 当传输路径估计值被逐次更新时，信道矩阵也被同时更新，能够实现高 精度的信号分离。 以上，根据本发明的优选实施方式说明了本发明。此处，示出特定 的具体示例说明了本发明，但是，在不脱离权利要求书定义的本发明的 宗旨和范围的情况下，当然可以对这些具体示例进行各种修改和变更。 即，不能解释为利用具体示例的详细内容和附图来限定本发明。