技术领域 本发明涉及剩余电流设备(RCD)。更具体地说，本发明涉及具有测 试装置的RCD，当该装置被激励时会引起设备解扣。 背景技术 安装RCD是为了防止在电源设备中出现某些潜在的危险情况。如图1 所示，电源设备10具有一些导线11(典型地，对于单相交流电源为零线 和火线，而对于三相交流电源则为三根火线或者三根火线再加一根零线。) 导线11与负载电路12连接(例如，连接了家用电器的家用环路)。当在 导线11中流动的电流中检测到不平衡时，已知的RCD13将电源与负载电 路12断开。此不平衡归因于电流流入地，表示存在绝缘不良或者有人触电。 RCD13具有电流互感器4，其由环绕导线11的环形磁芯组成。传感 器线圈(未示出)缠绕着磁芯，从而，导线11中的电流流动中的任何不平 衡都会导致传感器线圈中感应生成传感器信号电流5，此感应电流正比于 所述电流不平衡。电子信号处理电路6分析此传感器信号电流5，以确定 电流不平衡是否达到或者超过预先设定的、指示电源电路中的潜在危险情 况的解扣阈值。此设备然后通过向激励器17供电，激励开关18以将电源 与负载电路12断开，从而使电路解扣。 RCD设备需要与测试按钮相适配。按下此按钮使设备解扣，从而使得 人们可以测试设备的正常工作。按下测试按钮闭合触点，使得测试电路引 入信号以对剩余电流进行仿真，从而将从传感器到开关的整个信号通路都 包含在测试中。这可以通过图2中所示的电路来实现。当测试按钮被按下 以闭合触点24时，火线和零线21a、21b中的一根导线21a内的部分电流 经由电阻器22流过从而绕过了电流互感器4。此做法有不少缺陷。首先， 需要将测试电路与主导线21a、21b连接，这在RCD设备内很难在机械上 实现。第二，所生成的视在剩余电流(apparent residual current)与电压 相关，也取决于电阻器22的容限和稳定性。在实际中，可能会感应产生远 高于解扣阈值的电流以确保解扣(典型地，为额定解扣值的两倍半，在有 些情况下，可以为其五倍)。这能测试出设备可以正常工作，但并不是说 设备必须在此额定解扣值下才能正常工作。第三，没有计入任何已经存在 于电路中的驻留剩余电流(standing residual current)。在测试中，此设 备只是简单地将此测试剩余电流加给已经存在的驻留剩余电流。这同样意 味着，测试并没有在额定解扣值下进行。 还可能发生如下更多的问题。当按钮被按下时，如果设备因为某些原 因未能解扣，而按钮被压住，电阻器22将很快变得很热甚至烧坏。此设备 可能受电源中的电压变化的影响。不但影响测试的准确度，可能在火线和 零线21a、21b之间出现的高电压脉冲还会在触点24处引发电弧。各RCD 被制造具有不同的解扣阈值额定值，这样，必须改变电阻器22以与此阈值 适配，这给生产带来了不便。 另一种已知的实现测试功能的方法如图3所示。在电流互感器4的磁 芯33中引入磁场。在互感器磁芯33处配置了第二绕组31。此绕组与电阻 器35串联被放置于在火线21a和零线21b之间的测试电路中。当测试按钮 23被按下，触点34闭合电路，并且测试信号电流流过此第二绕组31。这 将在传感线圈32中感应生成电流。典型地，由于互感器4中的电流增益， 此测试信号电流远小于解扣此设备所需的传感器信号电流。100匝的绕组 意味着仅需要1/100的解扣阈值电流来生成足以使得电路解扣的视在剩余 电流。此方法减少了电阻器发热的问题，但是没有克服前述方法的大部分 缺点，例如，电源电压连接，驻留剩余电流带来的不准确性，高电压触点 额定值以及电阻器的容限和稳定性。 与电流互感器相关的另一个问题是剩磁。这是形成互感器磁芯的磁性 材料被磁化的效果。这显著地降低了其导磁率，并防止其传送更多的磁通 量。从而，互感器的耦合效应显著地降低甚至消失，此设备变得不灵敏。 当严重的故障电流流过时，发生磁化，并且其在峰值时被解扣机制切断， 留下剩余磁化。当此现象发生并且该设备随后被复位时，剩磁导致的不灵 敏意味着该设备可以在电源电路仍存在故障时被重启。 发明内容 本发明的目的在于提供一种能基本上减轻这些问题的RCD。 根据本发明的第一方面，提供了一种剩余电流设备(RCD)，其旨在 当电路中的剩余电流不平衡超过预定阈值额定值时将电源从待保护的电路 解扣，此RCD包括： 感应装置，用于生成表示所述电路中剩余电流不平衡的不平衡信号； 解扣装置，用于当所述不平衡信号超出所述预定阈值额定值时，解扣 所述剩余电流设备，以将所述电源与所述电路断开连接；以及 测试装置，用于将所述不平衡信号增加到基本对应于预定阈值额定值 的水平，由此，在所述额定值的解扣表明成功的测试。 该装置的优点在于，可以对此设备进行测试，以确定RCD是否在额 定值或者其附近解扣。换言之，成功的测试表明此设备可以在所希望的阈 值额定值有效解扣。而不成功的测试可以是当不平衡信号低于或高于阈值 时该设备解扣，这种情况表明此设备没有在其额定值下工作。从而，此测 试比现有技术设备中所进行的测试更严格、更准确。 感应装置可以有效测量电路中任何剩余电流不平衡的量。 测试装置可以有效计算与测量的剩余电流不平衡和预定阈值额定值之 间的差别相对应的差值。可以应用此差值，使得不平衡信号的增长基本上 是瞬时的。或者，测试装置可以有效使得不平衡信号从较低值或零值斜线 上升或逐渐增加至预定阈值。此种可选方案可以确定使得此设备解扣的电 流不平衡的水平。这对于测试所述设备是否在低于预定阈值的水平下解扣 很有利。 在本发明的实施例中，所述测试装置为所述设备有效地引入了仿真剩 余电流不平衡，使得所述感应装置可以感应任何被保护的电路中的剩余电 流不平衡与仿真的剩余电流之和。 在优选实施例中，所述传感器装置包括具有感应线圈的电流互感器， 在该感应线圈中感应生成的不平衡感应电流作为所述不平衡信号。用于增 加不平衡信号的装置可以包括测试线圈，其中，施加到该测试线圈的测试 电流可以以互感器中磁场的形式引入仿真电流不平衡，从而感应增加感应 线圈中的不平衡感应电流。 所述测试装置可以与处理器连接，以监控不平衡信号，并确定将不平 衡信号增加到与额定值对应的水平所需要的仿真电流不平衡。其优势在于， 如果处理器检测到电流不平衡低于额定解扣值(驻留电流不平衡)，则其 随即确定使不平衡信号增加多少才可以达到与额定解扣值相对应的水平， 从而提供了一种比现有技术设备更准确的测试。 此处理器还可以包括模数转换器(ADC)，用于将电流不平衡信号转 换为数字形式，微控制器单元(MCU)，用于处理此数字信号并提供数字 输出信号，以及数模转换器(DAC)，用于将数字输出信号转换为模拟测 试信号。此数字处理能够生成具有适用于提供所需的和的波形和相位轮廓 (phase profile)的测试电流。 直接从处理器合成仿真电流不平衡的波形的优势在于，其独立于电源 及其中的任何变化。进一步的优势在于，此波形可由处理器基于从不平衡 信号确定的驻留剩余电流来合成。这意味着，不论该驻留剩余电流具有何 种波形、相位角或者频率，处理器都能合成仿真电流不平衡波形，当将其 加到驻留剩余电流波形时，可以确保此设备在额定值下得到测试。 更优选地，此处理器为RCD中的集成电路。集成电路为高效、低成 本、节省空间的处理器，其易于装配在RCD中。 根据本发明的第二方面，提供了一种剩余电流设备(RCD)，其包括： 电流互感器，用于响应于电源中的电流不平衡，在感应线圈中生成不 平衡感应电流；以及 消磁线圈，用于通过对该消磁线圈施加消磁信号，基本上将电流互感 器中的剩磁消除。 此消磁线圈可与测试线圈相结合，该测试线圈形成了根据前述定义的 本发明第一方面的设备中的测试装置的一部分。 消磁是通过利用在数个周期内振幅减小的交变场来驱动互感器磁心而 消除剩余磁场的方法。消除剩磁意味着，可以敏化由于互感器磁芯中的剩 余磁场而导致灵敏度下降的设备，从而恢复其灵敏度，使其可以以需要的 方式继续工作。通过消磁去除剩磁后，只要能确保如果电路仍然存在故障 此设备将在非常短的时间内再次解扣，此设备可以在解扣后被复位。 消磁信号可在处理器的控制下被施加于消磁线圈。处理器可以被配置 为在高频下应用此衰减交变场(decaying alternating field)，从而，此消 磁信号不会被RCD的剩余电流检测系统检测到。这保证了可以在非常短 的时间内实现消磁，并且当复位RCD时可以快速消除剩磁。RCD必须能 够在交流电源的确定数目的周期内解扣，因而高频消磁信号应确保在少于 此确定数目的周期的时间内消除剩磁。这种高频消磁还能够将处理器配置 为在正常工作中控制消磁。 附图说明 下面将参照如下附图描述本发明的实施例： 图1为前述具有已知RCD的已知电气设备的电路原理图； 图2为前述已知的RCD测试电路的电路原理图； 图3为前述另一种已知的RCD测试电路的电路原理图； 图4为依照本发明的RCD测试和消磁电路的电路原理图； 图5，6，7为曲线图，示出了在根据本发明的RCD中可能出现的电 流波形；以及 图8为曲线图，示出了在根据本发明的RCD中使用的消磁电流波形。 具体实施方式 参照图4，电源设备具有火线40和零线42，用于从电源向负载电路 44提供电流。RCD46包括环形互感器48，此互感器具有环绕火线和零线 40、42的磁芯50。感应线圈52和测试线圈54缠绕在磁芯50上。在感应 线圈52中感应生成的电流作为输入提供给电子处理器56。开关机构58， 其在处理器56的控制下由激励器60激励，当检测到剩余电流的预定水平 时，断开火线和零线40、42。 在电子处理器56中，输入电流从感应线圈52流到互阻放大器58，其 具有与该输入电流线性相关的电压输出。互阻放大器58的输出电压然后经 由低通滤波器60(以防止假频)注入模数转换器(ADC)62，此模数转换 器输出作为数字电子信号的电压。此数字信号经由数字总线66，注入微控 制器单元(MCU)64。MCU64具有用于控制开关激励器60的工作的输 出端68。 RCD46具有测试按钮70，用于闭合触点72，以启动在MCU 64控制 下的测试。MCU64所提供的数字测试信号经由总线66注入数模转换器 (DAC)76，其向测试线圈54输出模拟测试电流。 在使用中，火线和零线40、42间的电流不平衡产生磁场，其在感应线 圈52中感应生成感应电流。此感应电流被互阻放大器58放大，并由ADC 62转换为数字信号，由MCU64读取。如果MCU64确定电流不平衡超过 预定额定解扣值，则施加解扣信号于MCU输出端68，使开关激励器60 激励开关58以断开火线和零线40、42，并从而将电源与负载电路44中断。 此设备可在工作于未解扣情况时被测试。按下测试按钮70，闭合触点 72，启动测试。MCU64确定由感应线圈52感应的电流不平衡的水平，并 计算为使RCD46在其额定解扣值解扣所需的来自感应线圈52的电流的增 加量。计算得出的增加由测试线圈54提供。测试电流被提供给该测试线圈， 其在互感器48的磁芯50中产生磁场。此产生的磁场使得感应线圈52中 的感应电流增加。由MCU计算用于测试RCD是否在额定值解扣的测试电 流。 感应线圈52典型地为1000匝电线，测试线圈54典型地为100匝。 感应线圈52中的电流与剩余电流线性相关，此相关因子由电路导线40、 41(互感器主线圈)与感应线圈52之间的匝数比确定。因此，在匝数比 为1∶1000时，10mA RMS剩余电流在感应线圈52中感应生成10微安 的RMS电流。从20Hz到2kHz的工作带宽可轻易实现，并足够RCD使 用。互阻放大器58的特征为，其具有很低(几乎为零)的输入阻抗，这是 确保此感应电流在该工作带宽上以1∶1000的固定比与剩余电流直接相关 所必需的。这种放大器的输出为与输入电流线性相关的电压，具有 10000V/A的典型增益。 ADC62周期性地对此电压进行采样，并且每次输出典型地为10比特 的数字电子值。ADC62可以被时分复用，从而还经由允许监控电源频率 的分压器网络74对电源的线电压进行采样。处理器56测量剩余电流波形 的频率，并调整采样频率使得每个周期进行固定个数的采样。对剩余电流 每周期64次采样的速率，在50Hz，可得到3200Hz的采样速率，而在60Hz， 采样速率为3840Hz。在MCU64上执行的算法可以确定剩余电流的频率， 但在其不能被确定的情况下(例如，振幅为零，或者信号随机，或者信号 在值的预期范围以外)，可测量和使用线电压频率。 利用以数字值精确表示的剩余电流波形，可以采用数字信号处理技术 来确定此信号的各个参数，更确切地说，计算其RMS值，以在此值超过 设定的阈值额定值时引起解扣。该数字处理由MCU64进行，其包括控制 电路，运算电路，用于变量值存储的读/写存储器，以及用于存储整个 MCU64遵循的可执行软件程序的非易失性只读存储器。未示出的其它外 围设备包括电源、时钟电路以及加电复位电路。 剩余电流RMS的计算在整数周期上进行，以保证准确度。十个剩余 电流波形周期的期间就足以进行此计算，并且由于采样频率被调整为在每 个周期进行固定次数的采样(比如64)，总的计算需要640次采样。对于 50Hz的剩余电流频率，需要用200mS处理640个采样，而对于60Hz，需 要167mS。在这两种情况下，解扣均发生在由公布的标准设定的时间以内。 在制造时就利用非易失性存储器将软件写入MCU64。此非易失性存储器 还包含相关的配置数据，例如，解扣电流阈值和制造时测量得到的校准数 据。 DAC76或者直接输出电流，或者输出电压，该电压可以由线性电流- 电压放大器(跨导放大器)或更简单地利用固定电阻器转换为电流。由系 统生成的电流信号的波形和振幅由软件控制下的MCU64控制。 大多数现有技术设备利用50Hz或60Hz正弦信号的电源电压来驱动电 流，使其达到设备解扣阈值的2.5倍。这将确保不论存在什么样的驻留剩 余电流，测试电流可以将其淹没以保证设备解扣。这可有效地引起解扣， 但不能真正地测试系统的准确度。由于测试电路与低电压的MCU输入端 相连，通过驱动合成的波形进入测试线圈54，测试电流可以独立于电源电 压，并且无需高电压开关。 然而，为使测试线圈54在感应线圈52中感应正确的RMS电流以引 起解扣，需要确定任何驻留剩余电流的波形。通常由于电动机中经常存在 的绝缘不良或者电容性抑制网络(capacitive suppressor network)而引起 驻留剩余电流。此波形常为与电源电压同相的正弦波，但是，如果泄漏为 无功的，相位差可能达到90度，如果负载电路中存在发电设备，也可能达 到180度。并且，非正弦剩余电流波形也很普遍，但是，其几乎总是在电 源频率上重复。为说明这点，考虑由处理器56测量的20mA RMS的驻留 剩余电流，然后可用下式计算由测试电路感应的额外视在剩余电流： (公式1) 其中，s是测量得到的驻留RMS剩余电流，In是RMS解扣阈值，而x是 为使测量结果等于In所需的由测试电路感应的额外视在剩余RMS。对于 阈值In为30mA的设备而言，需要驱动测试线圈以产生额外的22.4mA RMS测试所得剩余电流来引起解扣。然而，以上等式(其基于这个事实， 即两个相加的信号的结果RMS等于各RMS值平方和的平方根)假设了如 下条件： a)驻留剩余电流与测试电流具有不同的频率 b)在很长的期间内计算两个信号之和的结果RMS，以得到准确的 结果。 条件“a”可用图5说明，其中同频同相的两个正弦波相加，一个峰值 振幅为1单位(0.7单位RMS)，另一个为2单位(1.4RMS)。根据以上 等式得到的结果为1.6RMS或2.2峰值。然而，很明显，图5中的结果为 峰值振幅3.0，所以，其RMS值为2.1。实际上该等式仅当这两个信号如 图6所示相位差为90度时才成立。可以测量驻留剩余电流的相位，并加上 具有合适相位的测试电流，以生成所需要的结果，但是这会增加相当的复 杂性，并且不适用于所有波形。因此，显然，RMS的计算依赖于这两个相 加信号之间的相位，并且仅当RMS在所有可能的相位差上平均时，才能 得到准确的结果。 一种简单的解决方案是严格遵循条件“a”，并驱动具有不同频率的测 试信号频率到任何驻留剩余电流。如上所述，MCU64能够测量此频率， 或者在某些环境下，假设其与测量得到的电源频率相同。然后可以在高于 或低于测量的剩余电流频率20％的频率上(例如，当测量的频率为50Hz， 其为40Hz)驱动测试线圈54。此结果如图8所示。如前述等式1所预测 的，此结果的RMS被认为是正确的，并且在实际中适用于驻留剩余电流 的任何波形。也可以使用测试信号的任何波形，并且与正弦波相比使用方 波测试信号合成更简单。从另一个角度来看，由于两个信号随时间在所有 相位组合上相加，使用不同的频率意味着失去了作为结果的RMS在相位 上的相关性。 上述条件“b”，需要在很长的时间内对驻留和感应测试电流信号的结 果进行测量，以实现准确度。大多数RCD在额定阈值的解扣时间被设置 为300ms，为相关标准的最大值。因此，当测试按钮70被按下时，此设 备有大约14个电源周期(280mS)来启动解扣。该周期数能够提供合理 的准确度，但通过某些考虑还可以获得改进的准确度和解扣时间。参照图 7，很明显，存在着与驻留剩余电流和测试电流间的频率差相等的拍频，这 种情况下，对于50Hz的剩余电流，则为10Hz。在示出的十个周期的期间 (50Hz时为200mS)内，存在两个拍频，并可注意到，三个轨迹的相对 相位在所示期间的起点和终点均相同。因为两个信号之间的可能相位的所 有组合均已在计算中使用了刚好两次，这意味着任何初始相位都不相关， 并且也失去了相位相关性，所以，此结果是准确的。由于一些相位组合比 其它的出现更多次，并因此初始相位成为在作为结果的计算所得的RMS 中的因子，因此如果测量期间不是多个拍频期间，将得到较低准确度的结 果。测试信号被计算为驻留剩余电流频率的固定百分比，从而在使用固定 数目的采样计算结果RMS的期间内，将会有在驻留剩余电流频率和测试 信号频率之间产生的拍频的整数多个周期。 测试电流计算必须考虑感应线圈和测试线圈的匝数比，以使得感应电 流比，以及测试信号所用波形正确。并且，可利用制造时存储在存储器中 的校准值对系统的初始容限进行计算，以修正测试电流振幅。一旦以上述 方式确定了剩余电流频率，操作测试按钮70启动测试，具有计算所得的振 幅的测试信号以不同于剩余电流的频率被注入测试线圈54。通过在固定数 目的电源电压周期内连续地测量在感应线圈52中检测到的视在RMS值， 并在需要时引起解扣，使得测量系统正常工作。 本设备的另一个特点为，其能够有效解决上述的剩磁问题。为解决此 问题，可以通过利用在数个周期内振幅减小的交变场来驱动磁心50，从而 消除互感器磁芯50中的剩磁磁场。此技术被称为消磁。此信号可被注入测 试线圈54，以允许在软件控制下进行消磁。在设备启动时进行消磁将特别 有用，这是因为当磁芯50已被磁化后会出现导致解扣的故障。然而，如果 需要，可在正常工作中进行定期消磁，只要其可以被很快完成且不影响设 备正常工作。如果消磁信号频率远高于剩余电流感应电路敏感的工作带宽， 则此高频消磁信号将不能被测量系统直接可见。图8示出了一种合适的波 形类型。其由初始振幅足够高以使磁芯磁饱和(即，其不能被更强烈地磁 化)的衰减波形组成。此波形具有对应测试线圈54匝数的约2A的峰值振 幅，这意味着，对于100匝的测试线圈54来说，需要20mA峰值的电流。 随后的衰减波形使得磁芯的磁化在每个周期后越来越弱。大约为10KHz 的高频波形是合适的，且在两毫秒期间内以每毫秒80％的衰减速率在短时 间内实现消磁。然而，此波形的最佳参数非常依赖于环形磁芯的尺寸和材 料。因为图4中测试电路的建议的组件能够产生所需要的信号，所以并不 需要额外的组件来进行消磁。由MCU64在软件控制下承担波形的合成。 所使用的波形并不一定是所建议的正弦波，诸如矩形波的其它形状同样有 效，并且更易于合成。