本发明涉及一种主要在高频带中使用的前馈放大器，特别涉及一种具有 用于检测由主放大器产生的非线性失真分量的失真检测器和利用辅助放大器 放大被检测的失真分量并将其再次引入所述主放大器的输出借此以消除所述 失真分量的失真消除器的前馈放大器。 在图1中描述了一种前馈放大器的基本结构。所述前馈放大器包括两个 用于补偿由所述主放大器产生的失真的信号消除器。所述信号消除器中的一 个是失真检测器11，另一个是失真消除器12。所述失真检测器11由输入路 径8、主放大器信号路径13和线性信号路径14构成。所述失真消除器12 由主信号路径15、失真引入路径16和输出路径9构成。所述主放大器信号 路径13由级联的可变衰减器17、可变移相器18和主放大器19形成，同时， 利用延迟线28和反相器29形成线性信号路径14。在主信号路径15中连接 有一个延迟线21，同时，在失真引入路径16中，以级联方式连接有一个可 变衰减器22、一个可变移相器23和一个辅助放大器24。标号25、26和 27分别表示功率分配器、功率合成器/分配器和功率合成器，它们中的每一 个都是由变压器电路、混合电路或类似电路形成的简单的无功率损失分配器 和简单的功率合成器构成。 首先描述所述前馈放大器的基本工作情况。利用功率分配器25将输入 给所述前馈放大器的信号分成用于输入给主放大器信号路径13和线性信号 路径14的两个信号。在这种情况下，对在所述主放大器信号路径13中的可 变衰减器17和可变移相器18进行调节，以使得在主放大器信号路径13和线 性信号路径14上的信号彼此幅值相等但相位相反。“反相状态”是通过在功 率分配器25或功率合成器/分配器26的输入端和输出端之间建立一个适当的 移相量或利用在所述主放大器19中的相位反转实现的。这个结构的失真检测 器11检测在主放大器信号路径13和线性信号路径14之间的差分量。所述差 分量是所述主放大器19产生的失真分量。基于这点，上述的电路配置通常被 称之为失真检测器。 来自所述失真检测器11的输出由一个功率合成器/分配器26分成该提供 给主信号路径15和失真引入路径16的两个输出。到所述主信号路径15的 输入是来自主放大器信号路径13的输出和来自线性信号路径14的输出的 和。到所述失真引入路径16的输入是来自所述主放大器信号路径13的输出 和来自线性信号路径14的输出之间的差。对在所述失真引入路径16中的可 变衰减器22和可变移相器23进行调节，以使得在所述主信号路径15和所 述失真引入路径16上的信号在所述失真消除器12的输出端处幅值相等但相 位相反。这样做的结果是，由所述主放大器19产生的失真分量以幅值相等 但相位相反的关系被引入到所述失真消除器12中，因此，使得它们能够抵 消。 上述是一种理想的前馈放大器的失真补偿工作过程。但是实际上，在所 述失真检测器11和失真消除器12中的各个电路中很难保持最佳平衡。即使 它们的初始化是理想的，放大器的特性也将随着环境温度、电源等而发生变 化，因此，在一个长时间周期内提供一种稳定和相当良好的平衡是非常困难 的。 为了保持所述前馈放大器中的失真检测器11和失真消除器12的平衡， 例如在日本公开公报上的专利申请No.1-198809、发明名称为“前馈放大器 的自动调节”中建议了一种使用导频信号的自动调节方法。以这个方案为基 础的装置在“Institute of Electronics Information and Communication Engineers of Japan，Technical Report，RCS90/4，1990”的发明名称为“用于 移动通信系统的极低失真多载频放大器---自调节前馈放大器(SAFF- A)”中进行了描述。 在图2中，以框图的形式示出了使用所述导频信号的前馈放大器的构成 的例子。如该图所示，所述前馈放大器装有：连接到所述失真检测器11的输 入路径8上以便将来自所述第一导频信号发生器31的第一导频信号PL1多路 复用到一个传输信号上的第一导频信号引入器32；在所述功率合成器/分配 器26和可变衰减器22之间连接并用于提取所述导频信号PL1的第一导频信 号提取器33；在主放大器19的两级之间连接并用于将来自第二导频信号发 生器34的第二导频信号PL2引入到所述传输信号中的第二导频信号引入器 35；和连接到所述失真消除器12的输出路径9并用于检测所述第二导频信 号PL2的第二导频信号提取器36。分别利用第一和第二导频信号电平检测器 37和38检测由所述第一和第二导频信号提取器33和36提取的第一和第二 导频信号PL1和PL2的电平，和所检测电平的输出提供给控制器39。控制器 39控制可变衰减器17和22以及可变移相器18和23。即，所述第一和第二 导频信号PL1和PL2用于检测所述失真检测器1 1和失真消除器12的平衡； 和使用插入在主放大器信号路径13中的第一可变衰减器17和第一移相器18 以及插入在所述失真消除器12中的失真引入路径16的第二可变衰减器22 和第二可变移相器23适当调节所检测信号的平衡。借此，补偿由主放大器 19所产生的失真。为了实现电路11和12的平衡，例如通过作为微扰方法的 这种简单控制算法或最陡下降法或通过自适应控制算法在最小二乘方估算 法的基础上对可变衰减器17和22以及可变移相器18和23根据步进原理执 行电控制，以使所述导频信号的电平最小。这种自动控制可以很容易地由一 个微机执行。 为了在这种自动调节电路中对所述导频信号进行处理，建议了一种使用 单频导频信号的简单方法(例如，日本专利申请No.3-49688，发明名称为“前 馈放大器”)。这个方法能简化所述电路结构，但是，由于在这个方法中最佳 工作点被设置在所述导频信号检测的最低电平点处，所以它必须包括增加所 述导频信号的电平以增强它的检测的灵敏度。在这个例子中，如果诸如其它 装置的泄露功率或噪声的干扰信号混入到所述前馈放大器的导频信号检测 频带中，那么，在所述检测电平中将会出现一个误差，从而导致所述前馈放 大器不能实现高精度的控制操作和最佳工况。 为了实现能不受各种噪声干扰影响的高精度导频检测的前馈干扰电 路，提出了一种使用低频解调的导频信号的方案(日本公开的专利申请No.5- 9084、发明名称为“前馈干扰电路”)和一种使用通过对经过频谱扩展技术 的低频信号进行调制获得的导频信号的方案(日本公开的专利申请No.4- 364602、发明名称为“前馈干扰电路”)。这些方案在美国专利No.5,166,634 中进行了描述。 使用这种导频信号的前馈放大器的自动调节方法能够分离所述导频信 号和传输信号的频带；因此，它在FDMA(频分多址)和TDMA(时分多址)无 线电通信系统的传输放大器中是有效的。 另一方面，由于下面给出的原因，不可能在用于CDMA(码分多址)无线 电通信系统的传输放大器中原封不动地使用传统的导频信号。首先，所述 CDMA载频频带宽于传统的TDMA和FDMA无线电通信系统，将一个频率 指定给所述导频信号将大大减小所述无线电通信系统的成本效率。其次，如 果所述导频信号插入在所述传输频带中，使得所述导频信号的电平足够低于 传输信号的电平和利用电平检测器在检测中提供足够高的精度是困难的。其 原因在于所述CDMA传输信号抑制所述导频信号的灵敏度。第三，即使是 上述第二个问题得到了解决，由于所述导频信号与其输出总是受到控制的传 输信号不正交，所以，所述导频信号与所述传输信号相互干扰。 由于上述原因，用于自动调节传统前馈放大器的所述导频信号产生和检 测方案对用于CDMA无线电通信系统的低失真传输放大器的实际应用较 少。 因此，本发明的目的是提供一种用于CDMA传输信号并能够易于自动 调节的前馈放大器。 根据本发明，在所述CDMA无线电通信系统中使用一个扩展码对传统 用做第一导频信号的特定位模式的第一导频码进行频谱扩展。利用一个频率 转换器将经过频谱扩展的第一导频信号频率转换成一个第一规定频带的信 号。利用第一导频多路复用器将经过频率转换的信号多路复用到所述传输信 号上。因此，利用第一导频信号提取器提取所述被多路复用的第一导频信 号，然后利用一个频率转换器将所提取的被多路复用的导频信号转换成一个 基带信号。因此，利用用于上述频谱扩展的所述扩展码对所述经过频率转换 的第一导频信号去扩展，上述的扩展码用于检测原始的第一导频码。 图1的框图示出了传统前馈放大器的一般结构； 图2的框图示出了用于使用传统前馈放大器中的导频信号进行平衡控制 的电路配置； 图3的框图示出了根据本发明的前馈放大器第一实施例的结构； 图4的框图示出了在本发明中使用的导频信号发生器的一个例子； 图5的框图示出了在本发明中使用的导频信号电平检测器的一个例子； 图6借助于举例的方式描述了本发明中在指定给用于所述CDMA移动 通信的每个单元的基站的长码和用于扩展导频码的长码之间的关系； 图7借助于举例的方式描述了长码和短码和频带的结合； 图8A描述了第一导频信号的频谱； 图8B示意性地示出了扩展后导频信号的频谱； 图8C示意性地示出了扩展后传输信号和扩展后第一导频信号的频谱； 图8D示意性地示出了一个高频传输信号和上转换的第一导频信号的频 谱； 图8E示意性地示出了在导频检测器中所述传输信号和被放回到所述基 带的所述第一导频信号的频谱； 图8F示意性地示出了通过去扩展获得的所述第一导频信号和所述传输 信号的频谱； 图9A简要示出了第二导频信号的频谱； 图9B示意性地示出了被扩展后的第二导频信号的频谱； 图9C示意性地示出了上转换的第二导频信号的频谱； 图9D示意性地示出了一个高频传输信号和上转换的第二导频信号的频 谱； 图9E示意性地示出了在所述导频检测器中一个失真分量和被放回到所 述基带的第二导频信号的频谱； 图9F示意性地示出了通过去扩展获得的所述导频信号和所述失真分量 的频谱； 图10的框图示出了使用纠错码方案的导频信号发生器的结构例子； 图11的框图示出了使用一个纠错码的译码形式的导频信号检测器的结 构例子； 图12的曲线用于解释使用所述纠错码方案所产生的效果； 图13的框图示出了将所述导频信号加到基带传输信号上的这种导频信 号发生器的结构例子； 图14的框图示出了根据本发明的前馈放大器第二实施例的结构； 图15A描述了图14所述实施例中第二导频信号的频谱； 图15B示意性地示出了图14所述实施例中经过扩展的第二导频信号的 频谱； 图15C示意性地示出了在图14所述实施例中上转换的第二导频信号的 频谱； 图15D示意性地示出了一个经过上转换的高频传输信号和第二导频信 号的频谱； 图15E示意性地示出了在一个功率合成器中由来自一个传输信号消除 路径的信号所抑制的传输信号和所述第二导频信号的频谱； 图15G示意性地示出了通过去扩展获得的一个导频信号和经抑制的传 输信号的频谱； 图16的框图示出了根据本发明第三实施例的前馈放大器的结构； 图17的框图示出了根据本发明第四实施例的前馈放大器的结构； 图18的流程示出了在图17所示的放大器中执行的平衡调节处理； 图19的框图示出了根据本发明第五实施例的前馈放大器的结构； 图20的框图示出了根据本发明第六实施例的前馈放大器的结构； 图21的流程示出了在图20所示的放大器中执行的平衡调节处理； 图22A示意性地示出了在图17和20每一个所示的实施例中由导频信号 提取器33输出的频谱； 图22B示意性地示出了在图17和20中由功率合成器81输出的频谱； 图23A示意性地示出了在图20中由功率合成器75输出的频谱； 图23B示意性地示出了在图20中所示的电平检测器601中的一个传输 信号和一个返回到所述基带的引导信号的频谱； 图23C示意性地示出了在图20中的电平检测器601中经去扩展的一个 引导信号和一个传输信号的频谱； 图24的框图示出了根据本发明第七实施例的前馈放大器的结构； 图25的框图示出了根据本发明第八实施例的前馈放大器的结构； 图26的流程示出了在图25所示放大器中的平衡调节处理； 图27的框图示出了根据本发明第九实施例的前馈放大器的结构； 图28的框图示出了根据本发明第十实施例的前馈放大器的结构； 图29的流程示出了在图27所示放大器中的平衡调节处理；和 图30的框图示出了根据本发明第十一实施例的前馈放大器的结构。 第一实施例 在图3中，以框图的形式示出了根据本发明的前馈放大器的第一实施 例。该实施例在结构上基本与图2所示传统的前馈放大器相同，其区别在于 所述输入信号是CDMA传输信号和用于替换图2所示现有技术例子中所述 第一和第二导频信号发生器31、34以及所述第一和第二导频电平检测器 37、38的第一和第二导频信号发生器401、402以及第一和第二导频信号电 平检测器601、602是新的，这将在后面加以描述。因此，将利用相同的标 号表示与图2所示相应的部分并且这些部分将不再重复介绍。 所述第一和第二导频信号发生器401、402在结构上可以是相同的。在 图4中，仅仅描述了第一导频信号发生器401。所述第一导频信号发生器401 由导频码发生器41、扩展码发生器42、数字乘法器43、数字/模拟(D/A) 转换器44、低通滤波器45、频率转换器46和带通滤波器47组成。 所述导频码发生器41使用15级PN码发生器41A，产生例如作为一个 导频信号的规定位模式。由于所述导频码PL1利用一个扩展码SPC直接扩 展，所以，它能够高度灵活地加以选择。例如，所述传输信号同步码可以被 用做所述导频信号。另外，也可以使用类似于单音信号的单频率数字信号。 扩展码发生器42产生在所述CDMA无线电通信系统中使用的一个扩展 码。例如，如果使用W-CDMA(宽带CDMA)通信系统，那么如图4所示利用 一个用于产生长代码LC的长代码发生器42A、一个用于产生短代码SC的 短代码发生器42B和一个用于将所述长和短码LC和SC相乘(multiplying)以 提供所述扩展码SPC的乘法器(multiplier)42C形成所述扩展码发生器42。所 述短代码SC是一个与在每个服务区域中各个单元共有的正交码，和所述长 代码LC是一个对在所述服务区域中的每个单元都不相同的正交码。通常， 所述短代码SC是一个短周期的正交码和长代码LC是一个长周期的正交 码。 为了在第一和第二导频信号PLS1和PLS2之间进行识别，使用不同的扩 展码去扩展它们。例如，由于相同的扩展码被作为所述短代码SC被指定到 每个区域中的所有单元，所以，主要使用不同的长代码LC识别所述第一和 第二导频信号PLS1和PLS2。 图6示出了在利用一个服务区域中的长代码识别多个单元CEL的情况 下在具体前馈放大器中扩展码实际使用的例子。所述单元CEL中的每一个都 具有被指定有不同长代码的基站BS；例如，长代码LC1到LC5中的一个被 指定到每个基站BS。假设对装有根据本发明前馈放大器的多个基站BS中的 一个已经指定所述长代码LC5。在该基站BS的前馈放大器中，所述扩展码 发生器42使用作为用于产生所述导频信号的扩展码的、例如被指定到不同 基站的LC1的所述长代码以避免所述导频信号与所述传输信号相互干扰。由 于所述长代码彼此相互正交，所以，这是可以作到的。此外，由于与所述传 输信号的电平相比较，所述导频信号的电平被设置在-60dB或更小，所以， 即使是在利用来自一个基站天线的无线电波传送所述导频信号的情况下，对 所述传输信号上也基本不会有影响。当然，由于所述基站彼此相距足够的间 隔，所以，这种低电平的导频信号很难作用到使用所述长代码LC1的区域。 图7示出了在一个基站中使用的一组长码和短码的例子。在这个例子 中，公共长代码LC1用于与所述短代码SC1、SC2、…、SCN相互结合去 扩展所述传输信号，长代码LC2用于与例如SC1的一个短代码相互结合去 扩展所述导频信号。利用这种方式，与传统的导频信号不同，该导频信号被 叠加到所述传输信号上。这些扩展码也可以和具有不同初始相位的扩展码相 同。 反过来看图4，利用乘法器43将所述导频信号PL1和所述扩展码SPC 相乘以产生所述导频信号PLS1。结果，利用由所述长码和短码组成的所述扩 展码直接对导频信号PL1进行频谱扩展。利用D/A转换器44将所述导频信 号PLS1转换成模拟信号，并利用低通滤波器45对其频带进行限定。利用频 率转换器46对低通滤波器45的输出进行频率转换。所述第一导频信号PLS1 被频率转换成所述传输频带的信号，同时，第二导频信号PLS2被频率转换成 除所述传输频带以外的其它频带的信号。在除预定频带之外的其它频带中各 导频信号的信号分量被所述带通滤波器47滤掉，并从所述第一和第二发生 器401和402提供所述第一和第二导频信号。为下面描述简便起见，此后方 框4X将被称之为信号转换部分，该部分由串联连接的D/A转换器44、低通 滤波器45、频率转换器46和用于将所述基带数字信号转换成传输频带信号 的带通滤波器47形成。所述导频信号PLS1由图3所示导频信号多路复用器 32多路复用到输入到其中的一个传输信号ST上并馈送到输入路径8。另一 方面，第二导频信号PLS2经过所述主放大器19的引入电路35提供到所述主 放大器信号路径13。图4所示结构的导频信号发生器401和402可应用于后 面所述的所有实施例中。 图5以框图的形式示出了第一导频信号电平检测器601的一个例子。第 二导频信号电平检测器602的结构与所述第一导频信号电平检测器601相 同，因此没有示出。所述第一导频信号电平检测器601包括带通滤波器67、 频率转换器61、低通滤波器62、A/D转换器63、数字乘法器64、扩展码 发生器65和导频码检测器66。方框67、61、62和63构成了一个信号转 换部分6X。扩展码发生器65的结构与结合图4所描述的扩展码发生器42 相同，即，它是由长代码发生器65A、短代码发生器65B和乘法器65C组成 的，并且，当它们利用所述扩展码发生器401来获得时产生相同的扩展码 SPC。因此，在实际使用中的前馈放大器不需要所述第一和第二导频信号电 平检测器601和602的扩展码发生器65，在这种情况下，由所述第一和第二 导频信号发生器401和402(图4)中的扩展码发生器42产生的扩展码分别提供 给所述第一和第二导频信号电平检测器601和602中的乘法器64，如同在图 3中的虚线所描述。 图3中第一和第二导频信号提取器33和36中每一个的输出施加到带通 滤波器67，其中，除一个预定频率以外的其它频带分量都将被滤掉，和该滤 波器的输出馈送到频率转换器61。频率转换器61将所提取的导频信号频率 转换成基带信号。该频率转换器61的输出输入到低通滤波器62，在其中对 频带进行限制。低通滤波器62的输出由A/D转换器63转换成数字信号。通 过在数字乘法器64中乘以由扩展码发生器65产生的扩展码SPC，将因此转 换成数字形式的导频信号去扩展。所述扩展码SPC必须与用于所述第一和第 二导频信号中的每一个的扩展码相同。利用导频码检测器66对作为导频码的 因此去扩展的导频码PL1检测。导频码检测器66可以由窄带滤波器或和某种 相关检测器类似的传统CDMA装置形成。图6所示结构的导频信号电平检测 器601和602也可以应用于后面将要描述的所有实施例中。 图8A到图8F示出了在图4和图5中各部分处所述第一导频信号和所述 传输信号的频谱。图8A所描述的是从导频码检测器41输出的第一导频码PL1 的频谱的例子。在这个例子中，所述第一导频码具有单频信号的频谱。图8B 示出了利用所述扩展码SPC直接扩展的导频信号PLS1的频谱。图8C示出了 低通滤波器45输出的经过频率转换后的形式。经过扩展的第一导频信号PLS1 转换成传输频带FB的一个信号。主放大器19对所述第一导频信号和所述传 输信号进行功率放大。图8D描述了主放大器19的输出频谱。在这个例子中， 假设进行4载频放大。如在图8D所描述的，所述第一导频信号PLS1被叠加 到一个载频的传输信号ST上。图8E示出了图5低通滤波器62的输出。如图 8E所示，对其上被叠加有从所述传输频带频率转换成所述基带的第一导频信 号的所述传输信号进行频带限制以提取所述第一导频信号。图8F示出了在 转换数字形式之后由所述扩展码去扩展的输出。如图8F所示，可以通过数 字信号处理提取叠加在所述传输信号上的第一导频信号PLS1。 图9A到9F示出了图4和图5中各个部分处的第二导频信号的频谱。图 9A描述了由所述第二导频信号发生器402中的导频码发生器41产生的第二 导频码PL2的频谱。在这种情况下，所述第二导频具有单频信号的频谱。图 9B示出了利用所述扩展码对所述第二导频码PL2直接扩展所获得的第二导频 信号PLS2的频谱。图9C示出了通过对低通滤波器45(图4)的输出进行频率 转换所获得的第二导频信号PLS2的频谱。经过扩展的第二导频信号经频率转 换成与所述传输频带FB相邻的频带的信号。图9D示出了主放大器19的输 出的频谱。经过扩展的第二导频信号PLS2掩蔽在由所述主放大器19所产生 的非线性失真分量DM中。图9E示出了图5中低通滤波器62的输出频谱。 在图9E中，示出了由所述主放大器19产生、并从所述传输频带频率转换成 基带的非线性失真分量DM和经过扩展的第二导频信号PLS2。利用这种方 式，低通滤波器62对所述失真分量DM进行频带限制。图9F示出了在转换 成数字形式之后利用所述扩展码去扩展的所述输出的频谱。如图9F所示， 所述第二导频信号PLS2掩蔽在所述频带之外，可以通过数字信号处理提取由 所述主放大器19产生的非线性失真分量DM。 第一和第二导频信号放大器401和402可以按如图10所示构成，其中， 与图4相应的部分使用相同的标号。在图10中，利用在导频码发生器41中 的纠错编码器49对所述导频码进行编码得到编码的导频码。所述纠错编码器 49可以使用用于BCH码、卷积码或类似码的公知编码器形成。除了上述以 外，所示出的导频信号发生器的结构与图4相同。 当所述导频码经如上所述编码成一个纠错码时，导频信号电平检测器 601和602中的每一个其构成与图11所示结构相同，其中，与图5相应的部 分使用相同的标号。即，利用译码器68译码来自数字乘法器64的去扩展输 出和它的经过译码的输出馈送给导频码检测器66。译码器68对应于图10 所示的纠错编码器49，它可以利用根据Viterbi算法的分组码译码器或卷积 译码器构成。图10所示用于执行纠错编码方案的导频信号发生器401和402 的结构以及图11所示用于译码所述纠错码的导频信号电平检测器601和602 的结构也都可以应用于后面所述的所有实施例中。 现在，将对所述第一和第二导频信号编码成纠错码的效果进行介绍。在 图12中示出了在使用所述纠错码和在未使用该纠错码的情况下的导频信号 的检测精度。纵坐标表示所述代码差错率，横坐标表示所述SN(信号-噪声) 比。如从图12所看到的，纠错码的使用改善了具有小SN比的代码差错率。 这意味着所述纠错码的使用使得对所述导频信号能够以较低的导频信号电平 进行检测。结果是，能够进一步降低所述导频信号的电平。 在该第一实施例中，所述输入传输信号被描述为是一种高频信号(在所述 传输频带中的载频经过调制的信号)并经过所述第一导频信号多路复用器 32(图3)提供给功率分配器25，但当所述输入传输信号是一个基带的数字信 号时，所述第一导频信号发生器401可以按如图13所示构成。所示出的结构 具有配置在图4所示乘法器43和D/A转换器44之间的一个加法器48。来 自配置在本发明前馈放大器100外部达到调制器100的基带数字传输信号ST 被施加给加法器48，利用该加法器48，信号ST相加到由所述乘法器43提 供的扩展导频信号PLS1上。加法器的输出由所述D/A转换器44转换成一个 模拟信号，并如图4所示例子一样，在利用低通滤波器45进行频率限制之后 由频率转换器46将其转换成一个高频信号。转换后的输入施加到带通滤波器 47，在其中，其位于所述预定频带之外的高频分量被消除，所述第一导频信 号PLS1和传输信号ST被以多路复用的形式提供给功率分配器(图3)。图13 所示这种导频信号发生器的结构也可适用于后面所述的所有实施例。在图13 中，当图13所示的结构用于后述的实施例时，从所述乘法器43的输出取出 的基带导频信号PLS1被传输到导频信号发生器401的外侧。第一和第二导频 信号的结合可以是经过扩展的和没有经过扩展的导频信号的结合。此外，所 述第一和第二导频信号可以引入到所述传输频带的内部或外部。 第二实施例 为了将所述导频信号多路复用到所述传输信号上，所述导频信号的电平 必须保持低于一个预定值。特别是在所述CDMA通信系统中，在接收频带中 噪声功率的增加将导致用户容量的减少。因此，在用于所述CDMA通信系统 的前馈放大器中，所述导频信号的电平必须充分低于所述传输信号的电平。 但是，这就出现了一个问题，即，所述导频信号电平的检测精度将降低。如 下所述该实施例试图解决上述问题。 图14以框图的形式示出了根据本发明的前馈放大器的第二实施例。但 是在这个实施例中，所述第二导频信号被多路复用到所述传输信号上。这个 实施例的放大器仅在用于消除所述传输信号的传输信号消除路径70的附加 设置方面不同于图3所示实施例的放大器；因此，与图3所示相应的部分使 用相同的标号并不再重复描述。所述传输信号消除路径70包括功率分配器 71、可变衰减器72、可变移相器73、辅助放大器74和功率合成器75。所 述功率合成器75被连接在所述第二导频信号提取器36和第二导频电平检测 器602之间。所述功率合成器75将来自第二导频信号提取器36的输出与经 过传输信号消除路径70馈送的传输信号分量合成，并将合成的输出提供给第 二导频信号电平检测器602。 输入给所述前馈放大器的传输信号ST由功率分配器71分成将分别提供 给输入路径8和传输信号消除路径70的两个信号。可变衰减器72和可变移 相器73根据步进的原理受控制器39的控制，以便使从传输信号消除路径70 到功率合成器75的总电长度和由主放大器信号路径13、失真信号路径15 和经过所述第二导频信号提取器36的路径组成的总电长度相等但相位相 反，即，使所述第二导频信号检测电平最小。结果是，利用经过所述传输信 号消除路径70馈送给功率合成器75的所述传输信号，在来自所述第二导频 信号提取器36的输出中的传输信号分量可以被消除到某个程度。所述传输信 号的消除程度是由辅助放大器74控制的。这有利于检测经过扩展的第二导频 信号PLS2。然后，如图3所述实施例相同，对可变衰减器17和可变移相器 18进行调节以使所述第一导频信号电平检测器601的检测电平最小，对所述 可变衰减器22和可变移相器23进行类似的调节以使第二导频信号电平检测 器602的检测电平最小。除了上述以外，这个实施例在结构方面与第一实施 例相同。 图15示出了在第二实施例的各个部分处的第二导频信号的频谱。图15A 示出了从导频码发生器41输出的第二导频码PL2的频谱。在这个例子中，第 二导频码PL2也具有单频信号的频谱。图15B示出了利用所述扩展码SPC扩 展的所述导频信号PLS2的频谱。图15C示出了对所述低通滤波器45的输出 进行频率转换获得的输出频谱。经过扩展的第二导频信号PLS2经频率转换成 传输频带FB的信号。图15D示出了第二导频信号提取器36的输出频谱。在 这个例子中，也假设是4载频放大。如图15D所示，所述第二导频信号PLA2 被叠加到所述传输信号ST上。在图15E中，利用功率合成器75合成来自传 输信号消除路径70中的辅助放大器74的输出和来自第二导频信号提取器36 的输出。在这种情况下，根据步进的原理由控制器39控制可变衰减器72和 可变移相器73以便使包含辅助放大器74的传输信号的总电长度和由主放大 器信号路径13、失真信号路径15以及到达功率分配器75的路径组成的总电 长度相等但彼此相位相反，如上所述。借助于此，具有在其上被多路复用的 经过扩展的第二导频信号PLS2的所述传输信号ST被抑制到某种程度，如图 15E所示。图15F描述了图5中所述低通滤波器62的输出频谱。在图15F中 示出的是从传输频带经频率转换到所述基带的传输信号分量和所述第二导频 信号PLS2的频谱。具有在其上叠加的所述第二导频信号PLS2的传输信号ST 的频带受到低通滤波器62限制。图15G示出了经转换成数字形式并由扩展 码SPC扩展的所述输出的频谱。如所述，利用所述数字信号处理能够很容易 地提取被叠加在所述传输信号ST上的第二导频码PL2。 第一和第二导频信号发生器401和402中的每一个可以具有图10所示的 相同结构。用于在检测所述第二导频信号的电平中抑制所述传输信号的图14 所示的配置可以被应用到后述的所有实施例中。 第三实施例 图16以框图的形式示出了图14所示实施例的变型方案，该实施例如参 照图13所述使用了在多路复用位于基带中的传输信号和第一导频信号情况 下使用的导频信号发生器401。加法器48将所述传输信号ST和所述第一导 频信号PLS1作为数字信号加以多路复用，然后，被多路复用的输出被转换成 模拟信号并进一步转换成传输频带的传输信号，此后被提供给图16所示的功 率分配器25。另一方面，基带数字传输信号ST也馈送给与图13所示4X结 构相同的信号转换部分“4X”，在其中，它类似地转换成传输频带的信号， 经过转换的信号提供给可变衰减器72。这个传输信号经过可变移相器73和 辅助放大器74提供给功率合成器75，在其中，该信号用于消除包含在从所 述第二导频信号提取器33中提取的输出中的传输信号分量。在这个实施例中 其它部分的操作和控制与图14和15所示相同。利用这种方式，即使是所述 传输信号和导频信号以数字形式被多路复用，所述传输信号也能够被消除。 第四实施例 到图3所示实施例中的第一导频信号提取器33的输入信号包含一个经 检测但没有抑制的放大器失真分量以及第一导频信号分量。所述放大器失真 分量在第一导频信号电平检测中起噪声的作用，因此，它不是优选的。图17 以框图的形式示出了为解决这个问题而提出的本发明的一个实施例。 图17所示的前馈放大器具有下述结构，即放大器输出信号消除路径 150A和导频信号消除路径150B添加到图3实施例所示的前馈放大器中。放 大器输出信号消除路径150A由功率分配器55、功率合成器56、功率分配 器57、可变衰减器58、可变移相器59和功率合成器81构成。利用功率分 配器55分配主放大器19的输出并分别输入给功率合成器26和56。利用功 率分配器57分配功率合成器56的输出并分别输入给可变相位衰减器58和 电平检测器82。可变衰减器58的输出经过可变移相器59提供给功率合成 器81，在其中，该输出与第一导频信号提取器33的输出合成。经过合成的 输出馈送给第一导频信号电平检测器601。 所述导频信号消除路径150B由功率分配器51、可变衰减器52、可变 移相器53、辅助放大器54和功率合成器56构成。利用功率分配器51分配 可从第一导频信号发生器401得到的第一导频信号PLS1并分别输入给第一导 频信号多路复用器32可变衰减器52。到可变衰减器52的输出经过可变移 相器53和辅助放大器54提供给功率合成器56，其中，它与来自功率分配 器55的放大器输出合成。功率合成器57的输出馈送给所述电平检测器82。 电平检测器82的输出提供给控制器39，在其中其用于控制可变衰减器52 和可变移相器53。 由于使用与第一实施例相同的操作检测所述第二导频信号的电平，所以 这里不再重复描述。下面将给出关于第一导频信号电平检测的描述。图18 示出了用于通过驱动例如形成图17所示控制器39的一个微处理器控制所述 可变衰减器17、52和58以及可变移相器18、53和59的一个算法的基本 流程。 这个流程共包括4级。第一级以使由所述电平检测器82检测的电平最 小的方式逐步控制可变衰减器52和可变移相器53(S1、S2)。这个控制可以 使用诸如扰动、最陡下降或最小二乘方估算方法等公知的自适应控制算法实 现。利用这种控制方法控制所述可变衰减器52和可变移相器53，以使得从 所述主放大器19馈送给功率合成器56的导频信号分量和从辅助放大器54 馈送给所述功率合成器56的导频信号在幅值和延迟方面相等，但相位相反， 即，由电平检测器82检测的电平最小。这样在放大器输出信号消除路径150A 中就能消除所述导频信号分量。此时在功率合成器56输出中剩下的信号分 量是所述传输信号分量和由所述主放大器19产生的所述失真分量。 第二级以使由所述第一导频信号电平检测器601检测的电平最小的方式 对可变衰减器58和可变移相器59逐步进行类似的控制(S3、S4)。此时，来 自第一导频信号提取器33的输出包含由所述主放大器19产生的主失真分 量、叠加的传输信号分量和所述第一导频信号分量。控制器38控制可变衰 减器58和可变移相器59，以使得来自可变移相器59的输出与来自功率分 配器81中第一导频信号提取器33的输出在幅值和延迟方面相同但相位相 反。通过使来自所述第一导频信号电平检测器601的输出最小，在所述功率 合成器81中可以消除由所述主放大器19产生的失真分量。结果是来自所述 功率合成器81的输出基本包含所述第一导频信号分量和传输信号分量。 第三级以使第一导频信号电平检测器601的输出电平最小的方式控制所 述可变衰减器17和可变移相器18(S5、S6)。由于通过调节可变衰减器17 和可变移相器18移动(displace)在可变衰减器52和可变移相器53中预先调 节的最佳值，因此，必须和调节可变衰减器17和可变移相器18相关地控制 可变衰减器52和可变移相器53。这可以通过例如对可变衰减器52和可变 移相器53执行与衰减器17和移相器18相同的调节来实现。结果是，第一 导频信号检测器601仅能够检测被抑制的传输信号和所述导频信号。这意味 着输入给电平检测器82的信号分量等于由所述主放大器19产生的失真分 量。因此，通过步骤S3和S4的处理可以在功率合成器81中消除由主放大 器19产生的失真分量，从而使得可以检测所述第一导频信号。 第四级用于当需要时重复第一到第三级，借此在检测所述第一导频信号 的过程中增加精度的稳定性。 在上述任何一种控制方案中，电平检测器601和82的输出电平受到控制 以使其最小，但是，当达到一个预定的电参数时，它们并不需要最小化。虽 然在这个实施例中描述的是使用两个检测器，也可以使用分时控制的一个电 平检测器。 第五实施例 图19以框图的形式示出了本发明的第五实施例，在该实施例中，图13 所示的导频信号发生器401被应用到图17的实施例中。如结合图17在前描 述的，加法器48以数字形式多路复用所述传输信号S1和所述第一导频信号 PLS1，然后，被多路复用的输出被转换成模拟信号，并被进一步转换成传输 频带的传输信号和输入给图19所示的功率分配器25。另一方面，在多路复 用器43中经扩展的导频信号PLS1也馈送给与图13所示信号转换部分4X具 有相同结构的信号转换部分4X′，并在其中类似地转换成传输频带的信号， 然后提供给导频信号消除路径150B中的可变衰减器52。导频信号PLS1经过 可变移相器53和辅助放大器54提供给功率合成器56，并在其中被用于消 除通过主放大器输出信号消除路径150A的导频信号分量。这个实施例其它 部分的操作和控制与结合图17和18的在前描述相同。因此，在其中图19 所示传输信号和导频信号作为基带数字信号多路复用的一个实施例中，在放 大器输出信号消除路径150A中的导频信号也可以被消除。 第六实施例 图20以框图的形式示出了根据本发明的前馈放大器的第四实施例，在 该实施例中，图14所示的传输信号消除路径70添加到第三实施例(图17)中。 所述传输信号消除路径70包括串联连接到所述导频信号多路复用器32的输 入端的功率分配器71、串联连接的可变衰减器72、可变移相器73和辅助 放大器74，由所述功率分配器71分配的传输信号一个跟着一个的经过该串 联连接回路，还包括功率合成器75，向该功率合成器75提供有来自辅助放 大器74的输出。功率合成器76将来自功率合成器81的输出和来自辅助放 大器74的输出合成，并将合成的输出提供给第一导频信号检测器601。控制 器38如同第三实施例一样地控制可变衰减器72和可变移相器73。所述控 制操作将在下面结合图21的流程加以描述。 图21所示用于第四实施例的控制过程包括在用于第三实施例的图18所 示控制过程的第二级(步骤S3、S4)之后的后续级(步骤S7、S8)。相加级(步 骤S7、S8)此后将分别被称之为第三级，第三和第四级(步骤S5、S6)和在 图18中的(步骤S到S6的重复)被称之为第四和第五级。 第三级用于一使来自第一导频信号电平检测器601的输出最小的方式控 制可变衰减器72和可变移相器73(S7、S8)。经过这种控制，对可变衰减器 72和可变移相器73进行调节，从而使在功率合成器75中从功率合成器81 和辅助放大器74到功率合成器75的输入变得在幅值和延迟方面相等但相位 相反。结果是，经过所述路径150A提供给所述功率合成器75的传输信号可 以消除。 所述第四级用于以使来自所述第一导频信号电平检测器601的输出最小 的方式控制所述可变衰减器17和可变移相器18。此时，如同图17所示实施 例的情况一样，通过在其中设置可变衰减器17和可变移相器18的调节量， 对从所述可变衰减器52、72和可变移相器53、73预先调节的最佳工作点 的移动进行调节。 虽然在上面的描述中将电平检测器601和82的输出控制得最小，但当达 到一个预定电参数时，它们无需总是被最小化，例如，它们可以接近所述最 小值。所述这个实施例采用两个电平检测器601和82，但也可以是分时控制 的一个电平检测器。 在图17和29所示的实施例中，例如所述导频信号发生器401具有与图4 所示的相同结构。功率分配器25将传输信号ST和经过扩展的第一导频信号 PLS1分配到主放大器信号路径13和线性信号路径14。在主放大器信号路径 13中，串联连接有可变衰减器17、可变移相器18和主放大器19。在线性 信号路径14中，串联连接有延迟线28和反相器29。功率合成器26将路径 13和14上的信号合成，其输出提供给失真引入路径16中的第一导频信号提 取器33。如同使用所述多路复用器32的情况一样，第一导频信号提取器33 是一个定向耦合器或类似装置。在图22A中，描述了利用第一导频信号提取 器33中的带通滤波器(未示出)对所述第一导频信号的频带分量进行滤波所提 取的信号频谱。由于没有抑制所述失真分量DM，所以，它相对于被抑制的 传输信号ST和第一导频信号PLS1具有相对较高的电平。 利用功率合成器81将来自第一导频信号提取器33的输出与经过放大器 输出信号消除路径150A馈送到其上的信号合成，即，由所述可变衰减器58 和可变移相器59调节的信号和来自第一导频信号提取器33的输出在幅值和 延迟方面相等但相位相反。图22B示出了合成后信号的频谱。由于如图22B 所示由主放大器19产生的失真分量DM和传输信号ST被抑制的程度相同， 所以，据此可以增加第一导频信号PLS1的检测精度。 在图20所示的实施例中，利用功率合成器75合成在传输信号消除路径 70上的信号和来自功率合成器81的输出信号。在传输信号消除路径70中， 利用控制器39调节可变衰减器72和可变移相器73，以便使得输入给功率合 成器75的信号在幅值和延迟方面彼此相等但相位相反。图23A示出了功率 放大器75的输出频谱的例子。通过将来自传输信号消除路径70的传输信号 ST与在幅值和延迟方面与其相等但相位相反的来自功率合成器81的输出合 成，经过所述路径150A馈送给功率合成器75的传输信号分量被消除和它的 电平被降低，如图23A所示。这进一步方便了第一导频信号PLS1的检测。 来自所述功率合成器75的输出提供给例如图5所示的第一导频信号检 测器601。利用频率转换器61将通过低通滤波器67滤波的信号经频率转换 成基带信号。图23B示出了经过低通滤波器67滤波的信号的频谱。此时， 经过滤波的信号被叠加在被扩展的第一导频信号PLS1和传输信号ST上。 A/D转换器63将经过频率转换的基带信号转换成数字信号。所述数字信号提 供给乘法器64，借助于该乘法器64，通过将该数字信号乘以从所述短和长 代码SC和LC产生的扩展码SPC使该数字信号去扩展。接着，如图23C所 示，最初的第一导频码PL1被解调，和可以单独从传输信号ST的去扩展信号 中提取所述第一导频码PL1的分量。 如上所述，图20的实施例使得在很少干扰的情况下能高灵敏度检测在 所述传输信号ST上的导频信号。另外，由于在去扩展所述导频信号的过程中 抑制了所述传输信号ST，所以，它的电平可以降低。这意味着即使所述装置 的工作是不稳定的，无用的导频信号从本质上也不会由无线电波送入空间。 在这个实施例中，导频信号发生器401可以是一个装有图10所示纠错编 码器49的导频信号发生器，第一导频信号检测器601可以是一个装有图11 所示译码器66的检测器。 第七实施例 图24以框图的形式示出了图20所示实施例的变型方案，该实施例使用 了图13所示的第一导频信号发生器401。这个实施例的结构与将在图16中 所示所述传输信号消除路径70添加到图19所示实施例中的结构相同。如在 前结合图13所述，所述传输信号ST和第一导频信号PLS1以数字形式由加法 器48多路复用；在信号转换部分4X中将经多路复用的输出转换成模拟信 号；该模拟信号转换成传输频带的传输信号；该传输信号提供给图24中的功 率分配器25。另一方面，来自乘法器43的导频信号PLS1经过与信号转换部 分4X(图13)相同结构的信号转换部分4X′提供给导频信号消除路径150B中 的可变衰减器52。来自调制器100的传输信号ST经过与信号转换部分4X 相同结构的信号转换部分4X′提供给传输信号消除路径70中的可变衰减器 72。因此，包含在经过主放大器输出信号消除路径150A提供给功率合成器 81的信号中的导频信号分量可以被消除，和在经过路径150A提供给功率合 成器81的信号中的传输信号分量也可以被消除。 第八实施例 图25以框图的形式示出了根据本发明的第八实施例，在该实施例中， 放大器输出信号消除路径150C和导频信号引入路径150D添加到图3所示的 前馈放大器中。所述放大器输出信号消除路径150C由功率分配器55、可变 衰减器58、可变移相器59和功率合成器81组成。即，来自主放大器19的 输出被功率分配器55分流到功率分配器26和可变衰减器58。来自可变衰 减器58的输出经过可变移相器59提供给功率合成器81，在其中，该输出 与来自作为第一导频信号提取器33的功率合成器并经过开关86提供给合成 器81的所提取的输出合成。 所述导频信号引入路径150D由功率分配器51、可变衰减器52、可变 移相器53、辅助放大器54和功率合成器84组成。即，来自第一导频信号 发生器401的导频信号被功率分配器51分流到第一导频信号多路复用器32 和可变衰减器52。来自可变衰减器52的输出经过可变移相器53和辅助放 大器54馈送给功率合成器84，在其中，它与来自功率合成器81的输出合 成。来自功率合成器84的输出馈送给第一导频信号电平检测器601。第一导 频信号电平检测器601的输出由控制器39用于控制可变衰减器17、58和52 以及可变移相器18、59和53。串联连接到第一导频信号多路复用器32的 是开关85。下面将结合图26描述这个实施例的操作。 图26的流程示出了用于驱动图26中的控制器39中的一个微处理器(未 示出)的算法，所述控制器39用于控制可变衰减器17、58、52，可变移相 器18、59、53，开关85、86和第一导频信号发生器401。 这个流程由4级组成。第一级用于步进式控制可变衰减器58和可变移 相器59以便当开关85和86接通和第一导频信号发生器401关断时使由第一 导频信号检测器601检测的电平最小(S1)。这个控制可以使用诸如扰动、最陡 下降或最小二乘方估算方法的自适应控制算法实现。控制器39利用来自第 一导频信号电平检测器601的输出控制可变衰减器58和可变移相器59，以 便使从可变移相器59输入给功率合成器81的信号与从开关86输出给功率 合成器81的信号在幅值和延迟方面彼此相等但相位相反。在失真引入路径 16中存在的信号分量是经过抑制的传输信号分量和由主放大器19产生的失 真分量(未受到抑制)，但是，所述传输信号分量基本可以被忽略。另一方面， 在放大器输出信号消除路径150C上的信号分量是一个未经抑制的传输信号 分量和由主放大器19产生的失真分量(未被抑制)。因此，由主放大器19产 生的失真分量可以被从由第一导频信号提取器33提取的信号分量中消除。 剩下的信号分量是所述传输信号分量。 在所述第二级，开关85和86关断，第一导频信号发生器401导通(S4)， 可变衰减器52和可变移相器53以使由第一导频信号电平检测器601检测的 电平最小的方式和第一级一样被逐步控制(S5、S6)。从第一导频信号发生器 401经过主放大器19、功率分配器55、可变衰减器58、可变移相器59和 功率合成器59到功率合成器81的信号路径此后将被称之为导频信号第一路 径。从第一导频信号发生器401经过可变衰减器52、可变移相器53和辅助 放大器54到功率合成器84的导频信号引入路径150D此后被称之为导频信 号第二路径。可变衰减器52和可变移相器53受控制器39控制以便使来自 导频信号第一路径的输出(来自辅助放大器54的输出)和来自所述功率合成器 81的输出在幅值和延迟方面彼此变得相等但相位相反，从而使来自第一导频 信号电平检测器601的输出最小，借此，使得能基本消除经过放大器输出信 号消除路径150C馈送给功率合成器81的第一导频信号分量。 在第三级，开关85和86以及第一导频信号发生器401均导通(S7)，然 后利用第一导频信号电平检测器601检测所述第一导频信号，并以使所述第 一导频信号的电平最小的方式控制所述可变衰减器17和可变移相器18(S8、 S9)。由于通过调节所述可变衰减器17和可变移相器18移动了先前设置在可 变衰减器52、58和可变移相器53、59中的最佳值，所以需要和所述可变 衰减器17和可变移相器18的调节相关地控制可变衰减器52、58和可变移 相器53、59。这可以通过例如对可变衰减器52、58和可变移相器53、 59进行与可变衰减器17和可变移相器18相同的调节实现。结果是，只有被 抑制的传输信号和由第一导频信号提取器33提取的第一导频信号分量能够 由第一导频信号电平检测器601检测。这意味着输入给电平检测器82的信号 分量是一个等于失真检测输出的信号-这就使得能够检测隐藏在所述失真 分量中的导频信号和提取通常被消除的传输频带的导频信号。 按照需要，第四级用于重复第一到第三级，借此，达到在第一导频信号 的检测过程中增加精度的稳定性。 在上述任何一种控制方案中，控制所述第一导频信号电平检测器601的 输出电平使之最小，但是，当能够达到一个预定的电参数时，它并不需要被 最小化，而只是接近所述最小值即可。 第九实施例 图27以框图的形式示出了本发明的第九实施例，在该实施例中，图13 所示的第一导频信号发生器401用在图25所示的实施例中。如在前面结合图 13所描述的，加法器48以数字形式多路复用所述传输信号ST和所述第一导 频信号PLS1；在信号转换部分4X中被多路复用的输出被转换成模拟信号； 所述模拟信号转换成传输频带的传输信号；和所述传输信号提供给图27的 功率分配器25。另一方面，由所述乘法器43扩展的导频信号PLS1也提供给 与信号转换部分4X结构相同的信号转换部分4X′，在其中，该信号经类似地 转换成将被提供给导频信号消除路径150D中的可变衰减器52的传输频带的 信号。这个导频信号PLS1经过可变移相器53和辅助放大器54提供给功率合 成器84，在其中，该信号用于消除包含在经过主放大器输出信号消除路径 150C和功率合成器81馈送给功率合成器84的信号中的导频信号分量。这个 实施例其它部分的操作和控制与结合图25和26在前描述的相同。因此，在 图27所示传输信号和导频信号以数字形式多路复用的实施例中，也可以消 除在所述放大器输出信号消除路径150A中的导频信号。 第十实施例 图28以框图的形式示出了本发明的第十实施例，在该实施例中，与图 20所示相同的传输信号消除路径70添加到图25所示的实施例中。在传输信 号消除路径70中，连接到导频信号多路复用器32的所述输入端上的功率分 配器71将其输入分流到导频信号多路复用器32和开关87上。开关87的输 出经过可变衰减器72、可变移相器73和辅助放大器74提供给功率合成器 75，并在其中与功率合成器84的输出合成，经过合成的输出提供给第一导 频信号电平检测器601。如同结合图24所述，控制器39控制开关87、可变 衰减器72和可变移相器73。下面结合图29所示的流程描述控制器39的控 制操作。 图29所示的控制过程包含在图26中所示第二级(步骤S4、S5、S6) 之后作为第三级的后续步骤S10、S11和S12，后面跟随有作为图26中所 示第三级(步骤S7、S8、S9)的第四级。 在所述第三级中，开关85、86和87导通和第一导频信号发生器401 被关掉(S10)，对可变衰减器72和可变移相器73以使第一导频信号电平检测 器601的输出最小的方式进行控制(S11、S12)。借此，调节可变衰减器72 和可变移相器73，从而使得在功率合成器75中经过传输信号消除路径70 提供给功率合成器75的传输信号和在由所述第一导频信号提取器33提取并 经过开关86和功率合成器81和84提供的信号中的传输信号分量在幅值和延 迟方面变得彼此相等但相位相反。接着，在功率合成器75中可以消除在第二 级中剩余未消除的传输信号分量。利用可变衰减器72代替开关87的断开也 可以将传输信号的衰减设定为最大。换言之，可变衰减器72也可以用来置换 开关87。 在所述第四级中，开关85、86和87以及第一导频信号发生器401导通 (S7)，对可变衰减器17和可变移相器18以使第一导频信号电平检测器601 的输出最小的方式进行控制(S8、S9)。这种控制操作使得可变衰减器52、 72和可变移相器53、73预先调节的最佳值被移动，但是，这个问题可以如 图26所示通过对它们进行与可变衰减器17和可变移相器18相同的调节来解 决。 在上面任何一种控制方案中，第一导频信号电平检测器601的输出电平 都被控制得最小，但是，当能够达到一个预定的电参数时，它并不需要被最 小化而只需接近所述最小值。 第十一实施例 图30以框图的形式示出了本发明的第十一实施例。在该实施例中，图 13所示的导频信号发生器401添加到图28所示的实施例中。所示的结构与将 其中包含图16所示信号转换部分4X″的传输信号消除路径40经过开关87 添加到图27所示实施例的结构相同。如在前结合图13所述，加法器48以数 字形式多路复用传输信号ST和第一导频信号PLS1；在信号转换部分4X中 多路复用的输出转换成模拟信号；该模拟信号转换成传输频带的传输信号； 该传输信号提供给图30所示的功率分配器25。另一方面，来自乘法器43 的导频信号PLS1经过信号转换部分4X′提供给第一导频信号消除路径1 50D 中的可变衰减器52，来自调制器100的传输信号ST经过开关87和信号转换 部分4X″提供给传输信号消除路径70的可变衰减器72。因此，在经过主放 大器输出信号消除路径150C提供给功率合成器81的信号中的导频信号分量 可以被消除，在经过路径150C提供给功率合成器81然后又提供给功率合成 器75的信号中的传输信号分量可以被消除。 本发明的要点可以概括如下： 能够实现被用做用于以CDMA为基础的移动通信系统的单载波传输放 大器的一个前馈放大器。导频信号与传输信号互不干扰。叠加在所述导频信 号上的失真分量可以被消除，通过对所述导频信号去扩展可以检测该导频信 号。因此，可以高精度和可靠性地在前馈放大器中设定用于失真补偿的最佳 工作点和高稳定放大操作的自动调节。 (1)可以高精度和高可靠性地执行在所述前馈放大器中失真补偿的自动 调节。 (2)由于在CDMA无线电通信系统中采用的扩展码用于所述导频信 号，所以，所述传输信号和导频信号可以保持彼此正交，并且所述传输信号 不会受到不必要的干扰。 (3)由于每个区域都使用了指定到不同区域的扩展码，所以在所述无线 电通信系统中指定的代码上不存在干扰。 (4)即使由主放大器产生的失真叠加在导频信号上并与其相互干扰，但 是，在第二功率合成器的输出一侧该失真受到足够的抑制，所述导频信号能 够在不受导频信号的影响下被提取--这就使得能高灵敏度、高稳定性地对 所述失真进行补偿。 很明显，在不脱离本发明的范围和新概念的情况下可以作出很多修改和 变化。