[0001] 本发明涉及一种适用于可再生能源制氢系统的电解槽整流电源控制方法，属于光伏、风电等可再生能源制氢技术领域。

[0002] 电解水制氢侧整流器，目前在工业界广泛应用的成本较低的相控整流电路，会对电网造成大量谐波污染。为了减小三相整流器输入的总谐波含量，现有的技术方案之一是将整流电路进行移相多重联结以减少交流侧输入电流的谐波，这无疑增加了变压器成本及控制复杂性；另一技术方案是将晶闸管触发角设定为恒定的较小的值，但恒定触发角产生的恒定整流电压显然不能应对光伏功率的随机性与波动性。为了适应可再生能源波动特性，采用IGBT全控型功率器件和PWM控制技术的电压源型PWM整流器(VSR)功率调节响应时间快，是非常合适的新能源制氢电解槽电源解决方案，且无需额外配置消谐及功率因数调整装置。业界所采用的三相电压型PWM整流器、三相三电平二极管钳位型整流器、三相三电平T型整流器，在功率密度、功率损耗等性能方面具有一定的局限性；有文献提出由相控型和全控型整流器并联构成的混合拓扑方案用于大容量电解制氢负荷，但其电网电流质量的改善是以增加成本和控制复杂度为代价。此外，从电压变换增益角度来看，相控整流的输出直流电压可以从输入交流的不控整流电压往降压方向调节，适应电解槽额定工作电压要求，而PWM整流输出只能高于不控整流电压，限制了输出电压范围。

[0045] 本实施例为可再生能源制氢系统提供了一种无整流变压器的电解槽供电电源方案，即一种适用于可再生能源制氢系统的电解槽整流电源控制方法，能尽可能减少制氢系统对电网电能质量的影响。本实施例电解槽整流电源所适用的可再生能源制氢系统如图1所示，包括：光伏发电模块、风力发电模块、电网模块、制氢模块。光伏发电模块由光伏阵列、DC/AC光伏逆变器组成，逆变器的输出接至交流母线，光伏逆变器可采用市场上的产品，主电路一般是Boost级联多电平逆变的组串式结构，前级多路Boost可用于追踪不同安装位置甚至不同类型的光伏阵列，避免光伏组件遮挡等适配问题带来系统发电效率的影响；风力发电模块由风机、AC/AC风机变流器组成，变流器的输出接至交流母线，风机变流器可采用市场上的产品，如永磁同步发电机组中变流器一般是背靠背式结构，前级AC/DC机侧变换器采用转子电压定向控制，将永磁同步电机定子电压整流为直流电；后级DC/AC网侧变换器将直流电逆变成交流电并入电网；电网模块连接至交流母线；制氢模块由AC/DC制氢整流电源、电解槽组成，AC/DC制氢整流的输入接至交流母线，其输出为直流电，供给电解槽进行电解水产氢，本发明提出AC/DC制氢整流电源拓扑控制方法，其电解槽负载可采用市场上的主流产品，如碱性电解槽(ALK或AWE)、质子交换膜电解槽(PEM)。

[0046] 本实施例的制氢模块中的AC/DC制氢整流电源拓扑结构如图2所示，包含：三相Vienna整流模组、三相三重Buck变换模组。三相Vienna整流模组包含电感L1滤波电路、6个快恢复功率二极管D1～D6和3组由两个IGBT功率开关管串联的双向开关Sa(由IGBT功率开关管T1串联T2)、Sb(由IGBT功率开关管T3串联T4)、Sc(由IGBT功率开关管T5串联T6)，其能量传输为从交流侧到直流侧的单向流动，各相开关管不存在桥臂直通问题，提高了电路的可靠性；三相Vienna整流模组和三相三重Buck变换模组共直流母线，直流母线处C1串联C2的电容实现了交流侧和直流侧的功率解耦；三相三重Buck变换模组包含3组由IGBT功率开关管T7、T9、T11分别串联快恢复功率二极管D8、D10、D12构成的半桥、电感L2和电容C3构成的低通滤波电路，其能量传输为从直流母线到电解槽的单向流动。

[0047] 三相Vienna整流模组每一相是一个Boost升压拓扑，当双向开关导通时(记为Sx＝1，x＝a,b,c)，交流电源对电感L1充电，电感储存能量；当双向开关关断时(记为Sx＝0，x＝a,b,c)，交流电源和电感L1串联向直流母线电容充电，电感释放能量。以直流母线中点o为参考零电位，则每相桥臂中点电压(uxo，x＝a,b,c)有3种电平，表达式如下式(1)所示：

[0048]

[0049] 双向开关关断时，每个功率开关管仅承受1/4直流母线电压，可以选择电压等级较低的开关管，降低了硬件成本。由于每一相桥臂中点电压有3种电平状态，则理论上3相桥臂3
共有3＝27种开关组合状态，但受桥臂二极管单向导电性限制，在双向开关关断时，桥臂输出电平的状态由输入电流方向决定，三相电流无法同时为正(对应三相桥臂中点电压状态PPP)或同时为负(对应三相桥臂中点电压状态NNN)，因此实际上是25种开关状态。三相整流器不同开关组合时的桥臂侧交流电压(以交流源中性点n为参考)在复平面上表示出来，则对应有19个基本空间电压矢量。根据矢量幅值大小分为4类，即1个幅值为0的零矢量、6个幅值为2Udc/3的大矢量(三相桥臂电压状态只含有P、N状态)、6个幅值为 的中矢量(三相桥臂电压状态含有P、O、N状态)和6个幅值为Udc/3的小矢量，其中小又可分为6个正小矢量(三相桥臂电压状态只含有P、O状态)和6个负小矢量(三相桥臂电压状态只含有O、N状态)。
由式(1)可知，在双向开关导通时，桥臂输出电平为O状态，整流电路至少存在某一相输入直接与直流母线电容中点o相连，则该相输入电流的极性会影响电容中点电位，以abc相状态为中矢量PNO为例，对应的换流拓扑如图3所示，当c相电流大于0时，流入中点，中点o电位上升；当c相电流小于0时，从中点流出，中点o电位下降。如果中点电位偏移严重，会导致处于关断状态的功率开关管承受高电压而损坏，因此，本发明将从控制算法上抑制整流电路直流侧中点电位不平衡问题。

[0050] 由于三相Vienna整流输出也只能高于不控整流电压，限制了输出电压范围，无法直接给现有电解槽产品供电，因此本发明在整流模组的直流侧再级联三相三重Buck降压模组，解决了PWM整流输出电压与电解堆栈所需电压适配性差的问题，还舍去多脉波整流变压器，极大减小电解槽电源的体积。

[0051] 本实施例的电解槽整流电源控制方法，包含如下2个步骤：

[0052] 步骤1，考虑氢气安全运行功率约束，采用dq坐标系下功率外环交流电流内环的双环控制策略对三相Vienna整流模组输入交流电流进行控制，如图4所示，使得电解槽运行功率在设定的限值内，并输出高的直流母线电压，且电流内环控制可改善交流输入电流的电能质量，实现整流器的单位功率因数运行。

[0053] 步骤1.1，将三相Vienna整流模组输入侧公共耦合点PCC处的交流电压经过锁相环PLL的处理后，得到交流母线电源的相位θ，再通过abc‑dq坐标变换，将PCC处三相交流电压、三相交流电流投影到与交流母线电源的基波角频率同步旋转坐标系下，从而将三相交流电压转换为d轴电压直流量ued、q轴电压直流量ueq，将三相交流电流转换为d轴电流直流量ied、d轴电流直流量ieq；式(2)给出了交流电源电压坐标变换公式、式(3)给出了交流电流标变换公式：

[0054]

[0055]

[0056] 步骤1.2，利用式(4)设计整流模组功率控制器：

[0057]

[0058] 式(4)中， 是三相Vienna整流模组桥臂侧的d轴电感电流指令， 为AC/DC制氢整流电源的功率参考值，Pel为AC/DC制氢整流电源的功率测量值，Kdp为功率环比例系数，Kdi为功率环积分系数，s为微分算子；

[0059] 电解槽功率参考值 由上位机的制氢能量管理系统优化运行策略给出，以通讯方式下传给电解槽整流电源装置中的处理器。系统级优化运行策略以最大制氢效率为优化目标，以电解槽运允许功率上下限、光伏逆变器额定功率、风机变流器额定功率、各变流器启停状态为约束条件，对于新能源发电的功率充足或新能源出力频繁波动情况，对系统中的光伏逆变器、风机变流器、电解槽整流器的运行功率进行限定。功率测量值Pel为所测量的电解槽端电压Uel和端电流Iel的乘积。

[0060] 步骤1.3，设置三相Vienna整流模组的无功电流指令为0，对应交流电流内环q轴电流指令值，即三相Vienna整流器模组单位功率因数整流，结合功率控制器输出 作为交流电流内环d轴电流指令值，三相交流电流经过式(3)的dq变换后转换为直流量ied、ieq，分别对应交流电流内环d轴电流反馈、q轴电流反馈，则仅采用PI调节器即可实现无静差控制，利用式(5)设计三相Vienna整流模组的交流电流控制器：

[0061]

[0062] 式(5)中，Kip为交流电流环比例系数，Kii为交流电流环积分系数，uid为交流电流控制器的d轴输出，uiq为交流电流控制器的q轴输出；

[0063] 步骤1.4，由于图4中Vienna整流器电路在dq坐标系下的d、q轴电感电压变量相互耦合，给控制器设计造成一定困难，为此，需采用状态反馈法对电感电压ωL1ied、ωL1ieq进行解耦；此外，Vienna整流器电路中，电网电压是一个扰动量，为此，需引入电网电压前馈以消除电网电压扰动影响，提高系统对电网电压变化的响应速度。最终利用式(6)得到三相Vienna整流模组的d轴合成电压urd和q轴合成电压urq：

[0064]

[0065] 式(6)中，ω表示交流母线电源的角频率；

[0066] 步骤1.5，利用式(7)进行dq‑abc坐标变换，将urd和urq转换为三相交流信号ura、urb、urc，并作为三相初始参考调制波信号；

[0067]

[0068] 步骤1.6，当Vienna整流电路的参考调制波信号为大矢量或零矢量时，对直流电容中点o电位没有影响；为小矢量时，冗余小矢量对直流电容中点o电位具有相反的影响；为中矢量时，O状态所对应相桥臂的输入电流极性影响直流电容中点o电位，可能导致上电容C1、下电容C2充放电不均衡。为避免上下电容电压的偏差过大使开关器件的电压应力升高，本发明对三相Vienna整流模组直流侧的上电容电压UP、下电容电压UN的差值进行PI调节，得到电容电压PI调节的输出信号ublc，从而利用式(8)得到修正的三相调制波信号urma、urmb、urmc：

[0069]

[0070] 步骤1.7，采用三电平空间矢量法调制策略对修正的三相调制波信号urma、urmb、urmc进行调制，生成PWM信号以驱动三相Vienna整流模组中的6个IGBT功率开关管T1～T6工作，并输出高的直流母线电压。

[0071] 步骤2、考虑电解槽冷启动及高效率运行需求，在冷启动时采用恒压模式、正常运行时恒流模式的自动切换策略对三相三重Buck变换电路输入侧高的直流母线电压进行降压处理，如图5所示，给电解槽端电压提供低的端电压。并采用载波移相调制以减小输出电流纹波，使得制氢电源具备低输出电流纹波特性。

[0072] 步骤2.1，电解槽温度较低时，电极催化活性低，电解槽等效电阻较大，给电极加电压时，电解槽电流较小且上升速度缓慢，因此冷启动时所需时间一般为十分钟级，时间较长，制氢电源可工作于恒压模式，利用式(9)设计三相三重Buck变换模组在冷启动时所采用的恒压模式下的电压控制器：

[0073]

[0074] 式(9)中， 为电解槽的端电压参考值，Uel为电解槽端电压的测量值，KUp为电压环比例系数，KUi为电压环积分系数， 是电压控制器的输出；电解槽电压参考值 由上位机的制氢能量管理系统给出，以通讯方式下传给电解槽整流电源装置中的处理器；

[0075] 步骤2.2，电解槽温度上升将使膜的孔隙增大，有助于提高膜、电解液的导电度，电解槽等效电阻减小，自动转换为恒流模式，从而降低电解槽电压。因此，在恒压模式下，Buck变换模组为电压电流双环控制结构，而在恒流模式下，Buck变换模组为电流单环控制结构。利用式(10)设计三相三重Buck变换模组在恒压及恒流模式下的电流控制器：

[0076]

[0077] 式(10)中， 为三相三重Buck变换模组输出的电流指令值，IL为三相三重Buck变换模组输出的电流测量值，KIp为直流电流环比例系数，KIi为直流电流环积分系数，Ur为电流控制器的输出信号，并作为调制波信号；在恒压模式下，Buck变换模组输出电流指令值 由电压控制器输出 决定；在恒流模式下， 由电解槽电流‑效率曲线中最大效率点对应电流 决定，最大效率点处电流 由上位机的制氢能量管理系统给出，以通讯方式下传给电解槽整流电源装置中的处理器；

[0078] 步骤2.3，采用3组相移120°的三角载波，对调制波信号Ur进行移相调制，生成PWM信号以驱动三相三重Buck变换模组中的3个IGBT功率开关管T7、T9、T11工作，使得三相三重Buck变换模组输出电流的纹波较小。由于降压模组中功率开关管T7、T9、T11的驱动信号分别相差1/3开关周期，在单个开关管的开关损耗不增加的条件下，整个降压模组的等效开关频率提高3倍，有利于减小输出低通滤波器体积。

[0079] 传统晶闸管整流电源缺点是交流侧会产生严重谐波，功率因数低，前端需配置有载调压变压器，有载调压变压器调节速度慢、机械寿命相对较短；直流输出电压纹波高，会影响电解槽的效率和寿命，本实施例制氢整流器采用三相Vienna整流级联三相三重Buck变换拓扑电路，桥臂开关管选用IGBT，通过脉冲宽度调制实现电压控制。输入侧三相交流电压、三相交流电流仿真波形图如图6所示，可以看出，与传统晶闸管整流电路相比，采用本发明的电解槽整流电源的交流侧电流谐波小，电网电能质量好。电解槽整流电源输出侧直流电压、电流仿真波形图如图7所示，可以看出，与传统晶闸管整流电路相比，采用本发明的电解槽端直流响应速度快，电流纹波小。整个电解槽整流电源具备高制氢效率和高并网质量，验证了本发明的优越性和有效性。

[0080] 本实施例中，一种电子设备，包括存储器以及处理器，该存储器用于存储支持处理器执行上述方法的程序，该处理器被配置为用于执行该存储器中存储的程序。

[0081] 本实施例中，一种计算机可读存储介质，是在计算机可读存储介质上存储有计算机程序，该计算机程序被处理器运行时执行上述方法的步骤。