[0001] 本发明涉及一种基于可变电容调谐机制的频率和极化可重构天线阵列，主要应用在2.4GHz的ISM频段等，属于射频前端器件领域。

[0002] 不同的发射天线辐射不同形式的电磁波在空间中自由传播，空间中电磁波的形式主要与所发射天线的极化方式相关。一般接收天线只能接收对应极化模式的电磁波，比如水平极化天线只能接收水平极化的电磁波，接收其他极化模式的电磁波将会出现极化损失。如果天线可以在不同的极化状态下进行灵活切换就可以更好地接收或发射信号。极化可重构天线在时分模式下的不同极化状态可以大大地提升通信容量，也可以降低不同用途(接收或者发射)通道之间的相互干扰，优点众多，因此具有重要的研究价值。

[0003] 根据目前的文献报道，极化可重构的实现方式主要有以下几种。

[0004] 第一种方式是通过多端口为辐射体不同位置的馈电点进行馈电从而在天线中激励起不同形式的电流分布，或者在阵列天线中激励起不同天线阵元，各个阵元共同作用实现阵列整体的极化方式改变。2017年，J.Hu等人提出了一款宽带极化可重构贴片天线阵列，其天线阵元采用双层基板设计，在上层基板放置了四个辐射贴片，下层基板设计了基片集成波导结构，在对角位置有两个端口，通过共面波导激励馈电。进一步，通过顺时针旋转设计了一款四阵元的阵列天线。但是此种形式的极化可重构天线占用空间过大，在空间有限的紧凑小型设备上无法应用，另外多个端口的使用也会增加系统整体的成本。

[0005] 第二种方式是通过在辐射体上加入射频开关直接控制辐射电流分布与路径，实现不同的极化特性。2020年，M.Li等人报道了一款低剖面的宽带极化可重构天线，该天线将四个尺寸相同的方形贴片等间距放置以耦合形成一组宽带的简并模式，然后通过差分馈电激励放置于上层基板的L型偶极子，从而分离正交的简并模以形成宽带圆极化，通过控制PIN管的通断可以改变差分馈电激励装置，实现该天线的不同工作模式。

[0006] 第三种方式是利用极化可重构缝隙实现极化可重构，在辐射体上直接开槽改变辐射体上电流的分布情况或者利用地板上的可重构缝隙间接改变天线的辐射方式，实现不同极化的可重构。2015年，C‑Y‑D.Sim等人提出了一款形状为环形槽的极化可重构天线，该天通过两个条形微带线在下方馈电激励，在地板上开环形槽并且在环形槽的下方有左右对称的两个小圆形槽，圆形槽通过PIN管与环形槽进行连接。这样就可以通过PIN管控制地板槽缝的形状，影响天线的电流分布，实现天线线极化和左、右旋圆极化三种状态的灵活切换。

[0007] 以上天线各自存在问题，如天线尺寸太大、结构机械强度不高、可重构馈电网络馈电损耗较大、交叉极化隔离度较差、天线前后比太差等，使得它们的应用受到限制。

[0008] 此外，目前关于极化可重构天线方面的研究文献数量众多，一些现有的报道在特定领域具有优越的性能。然而目前大多数极化可重构天线只能覆盖单个频段，很少有可覆盖多频段的极化可重构天线。多频天线可以接收/发射更多频段的通信信号，如果将频率可重构与极化可重构技术结合将大幅地提升通信设备的适用性，实现真正的“一物多用”。

[0037] 下面结合附图1‑13和实施例对本发明的具体实施方式作进一步详细的说明。

[0038] 基于可变电容控制的频率和极化可重构天线单元，包括对称的射频开关28、29、30和锯齿边缘天线单元，单元中间具有通孔用于直流接地，还对称地包括弯折短截线、可变电容28、一个大电阻29、一个电感30和介质基板、一个SMA连接器、金属地，输入信号端口通过SMA连接器和微带线相连；基于前述频率和极化可重构天线单元的平面2*2阵列，其特征在于：由多个相同的天线单元排列成平面阵列。

[0039] 所述的单元输入信号端口结构相同，位置上实现相位中心相同以减小交叉极化，均包括微带线、开路短截线、可变电容、大电阻和电感。

[0040] 其中，天线单元本身通过分形技术使得贴片两边为锯齿状，有效增加了电长度，从而使得谐振频率降低，实现了天线单元小型化的目的。此外，所述的基于频率和极化可重构天线单元的阵列每一个单元的谐振频率和谐振相位都可以通过施加的反向电压独立控制；每一个频率和极化可重构天线单元的开关控制方式相同。

[0041] 以附图1的频率和极化可重构天线单元为例，由两个可变电容28、一个大电阻29、一个电感30、一个输入信号孔、一个主辐射贴片24、两个开路短截线、金属地26和介质基板25组成(参照图3)。

[0042] 其中四个辐射单元形状相等，横向两个为一组，以正交的形式排列以减小交叉极化。辐射单元的边缘设计为锯齿状，由于辐射电流主要在两边流动，因此该锯齿状能够有效延长天线单元的电长度，从而能够降低频率，从而实现天线小型化的目的。每个天线单元的顶部对称连接了两个可变电容和弯曲的开路短截线。通过调节施加在其上的电压来控制可变电容的大小，从而实现频率调节和相位调节。通过调节开路短截线的长度来控制可调的范围。天线单元中间有一个通孔用于直流接地，并且不会影响天线辐射。

[0043] 可变电容利用直流电流驱动，在开路短截线的末尾连接一个20kΩ的大电阻29和一个220nH的电感30，用于在给二极管施加直流电压的同时阻断射频信号。通过调节反向电压基准值，能够实现天线谐振频率的改变，当电压升高时，可变电容值变小，天线谐振频率往高频移动，当电压降低时，可变电容值变大，天线谐振频率往低频移动。在此基准电压基础上，引入一个适当的电压偏移量，例如同一行中左侧天线单元31加上电压偏移量，右侧天线单元32减去电压偏移量，能够使得同一行的两个天线单元的相位差达到90°附近，从而实现圆极化。并且可以通过简单地交换同一行两个天线单元上的电压，来达到左旋圆极化/右旋圆极化的切换。当同一行两个天线单元31、32上的施加电压相等时，天线阵表现为线极化。

[0044] 馈电网络采用如图所示的T形功分网络，其结构和尺寸满足50欧姆标准阻抗。微带线的宽度和长度用于调节天线单元的回波损耗和增益。其中直接连接到天线单元的一段微带线的长度16、17还可以用来调节圆极化所在频段。

[0045] 为了减小损耗，金属材料采用电阻率小的金属，如铝、铜、金等，介质基底25采用损耗小的材料，如高阻硅，Rogers5880等。

[0046] 开路短截线的长度、微带线嵌入天线单元的深度和宽度以及微带线宽度会对天线单元和该2*2阵列的回波损耗和增益，以及圆极化情况产生重要影响，具体表现为：

[0047] a)由于开路短截线会直接影响到天线单元频率和相位的可调范围，因此当长度1过大或过小会使得天线可调范围的变窄甚至剧烈恶化；

[0048] b)在一定范围内，主辐射微带线的宽度越大，天线增益会稍微增加，但同时会略微改变天线的回波损耗；

[0049] c)直接连接到天线单元的那一段微带线的长度16、17可用于调节天线单元之间的耦合，从而影响到圆极化的情况。其长度过长或过短都会使得圆极化所在频带与回波损耗小于‑10db的频带不完全重叠。

[0050] 在构成2*2阵列时，单元之间的距离会对增益和副瓣、栅瓣产生重要影响，具体表现为：

[0051] d)在一定范围内，由于单元间距越大，天线的有效口径越大，因此增益增加。

[0052] e)当单元间距超过一定范围，将出现栅瓣，同时副瓣增益也随着距离的增加而增大；

[0053] 因此选择合理的、微带线宽度和单元间距对提升频率和极化可重构天线单元及其阵列性能具有重要意义，同时不同的需求对应不同的结构。

[0054] 该基于频率和极化可重构天线的阵列结构在这里选择一种尺寸组合进行实施例说明，(下面数据单位为微米)：

[0055] 当图1结构的尺寸为：

[0056] 结构1＝15200，结构2＝8000，结构3＝6000，结构4＝4000，结构5＝31000，结构6＝24000，结构7＝9000；微带线8宽度＝4400，微带线8长度＝16300，缝隙9＝2600；

[0057] 当图2结构的尺寸为：

[0058] 2*2阵列总宽度10＝190000，总长度11＝220000，结构12＝

[0059] 20000，结构13＝42825，结构14＝77400，结构15＝17150，结构16＝34300，结构17＝47420，结构18＝16400，结构19＝43425，结构20＝8400，结构21＝74600，结构22＝49500，结构23＝47800。

[0060] 当图2中天线单元31、32、33、34上施加的反向电压相等时，其上的可变电容值相等，此时天线阵列表现为线极化。

[0061] 此时频率和极化可重构天线阵列的反射系数仿真图为：

[0062] 图4显示的是该基于频率和极化可重构天线的2*2阵列在线极化模式的反射系数曲线，显示该天线单元在2.24‑2.36GHz的频率范围内S11显著小于‑10dB。

[0063] 此时其增益曲线图为：

[0064] 图5显示的是该基于频率和极化可重构天线的2*2阵列在中心频率下的增益曲线图，其增益可以达到

[0065] 图6中显示的是该基于频率和极化可重构天线阵列在左旋圆极化模式下的反射系数曲线，通过将单元32和33上的反向电压调整成其可变电容值基准值上减去deltac，单元30和31上的反向电压调整成其可变电容基准值上加deltac，deltac＝0.05pf，来实现左旋圆极化。图中显示的是基准电容值cp＝0.3和0.45pf时的情况。

[0066] 图7中显示的是该基于频率和极化可重构天线阵列在左旋圆极化模式时方位角0°和90°两个俯仰面的轴比曲线，可以看出在其工作频率处，在两个俯仰面3dB轴比波束宽度约为30°。

[0067] 图8中显示的是该基于频率和极化可重构天线阵列在左旋圆极化模式时通过调整可变电容值实现的轴比情况，图中可以看到从2.34‑2.4GHz满足轴比3dB要求。

[0068] 图9中显示的是该基于频率和极化可重构天线阵列在左旋圆极化模式时的增益曲线图，其增益可以达到8.7dB。

[0069] 图10中显示的是该基于频率和极化可重构天线阵列在右旋圆极化模式下的反射系数曲线，通过将单元32和33上的反向电压调整成其可变电容值基准值上加上deltac，单元30和31上的反向电压调整成其可变电容基准值上减去deltac，deltac＝0.05pf，来实现右旋圆极化。图中显示的是基准电容值cp＝0.3、0.4、0.46pf时的情况。

[0070] 图11中显示的是该基于频率和极化可重构天线阵列在右旋圆极化模式时方位角0°和90°两个俯仰面的轴比曲线，可以看出在其工作频率处，在两个俯仰面3dB轴比波束宽度约为30°。

[0071] 图12中显示的是该基于频率和极化可重构天线阵列在右旋圆极化模式时通过调整可变电容值实现的轴比情况，图中可以看到在这些基准可变电容值的情况下，该天线阵列可满足从2.35‑2.4GHz轴比3dB要求。

[0072] 图13中显示的是该基于频率和极化可重构天线阵列在右旋圆极化模式时的增益曲线图，其增益可以达到8.7dB。

[0073] 可见，该基于频率和极化可重构天线单元的2*2阵列可以实现频率的重构和LP、LHCP、RHCP的切换。

[0074] 上述仅为一个例子，若想得到其它不同频带范围下的左旋/右旋圆极化/线极化天线阵列，可以根据具体实施方式调整不同电压值，从而满足不同通信系统的实际要求。