本发明涉及一种供灯运行的镇流系统，包括以下几个部分： 将交流输入电源整流为脉动直流电的整流器； 将所述脉动直流电转换成基本恒定直流电的DC-DC转换器； 将基本恒定直流电压转换成供灯运行的交流电的DC-AC转换 器。 这类镇流系统可从EP 0323676中得知。电子镇流灯(EBLS)已 广泛采用。通常，EBL为一种放电灯，如荧光灯，它同一个电子镇流 电路(系统)相联结，该镇流电路将交流线电压转换成高频输出交流电 压供给此灯，而且还利用灯电流的反馈信号来调整灯的正弦波电流。 现参考图1，图解中的常规电子镇流系统20从公用交流线路22获 得电源，例如从住宅的电线可得到标准值为60Hz的电源。镇流系统20 包括一个EMI滤波器24，用它将高频噪声从镇流电路中滤去。从公用 电线接来的交流电源由整流器26进行整流，以产生一个脉动的直流电 输出。由整流器26产生的脉动直流电经过高频的功率因数校正 (PFC)放大转换器28进行滤波，由此得到一个脉动量大大减少的(低 含量的)平滑的直流电输出。对于由整流器26输出的脉动直流电，PFC 放大转换器28将其电流电压相位差嵌至近乎零，由此可以得到一个接 近于1的功率因数(pf)。通常，为满足工业要求，气体放电灯所引的 电源线其功率因数至少为90％且谐波畸变不超过20％。此后，由PFC 放大转换器28产生的平滑直流电经过高频DC-AC变频器30转换成 高频的(如25～50KHz)交流电压，供给灯32使其发光工作。由于 系统的输入电源频率较低而输出电源频率较高，所以为了储能，在PFC 放大转换器28中装有电容器Ce，以此来平衡功率的输入输出。由变频 器30提供公用交流电线与负荷灯间的绝缘。采用控制电路A来控制PFC 转换器的开关频率，由此粗略地调整PFC放大转换器的直流输出，采 用控制电路B控制高频DC-AC变频器的开关频率，由此调整供给灯 32的输出功率。由于荧光灯就是一种高频天线，所以为防止灯过量的 EMI辐射，灯的电流频率限制在100KHz左右。典型地，气体放电灯工 作在50Khz的频率。 上述的常规镇流系统至少有一个主要的缺点。即，DC-AC变频 器的开关频率受到上述灯电流频率限制。为限制DC-AC变频器的开 关频率，需要设计一些磁元件(如电感器和隔离变压器)以及其他一些 电抗元件(如电容器)来满足频率＜50-100KHz，所以这些元件的尺寸 与重量的最低限度还是比较大，因此这对镇流系统的小型化起了很大的 局限作用。 本发明的目的就是给灯提供了一种电子镇流系统，它含有DC-AC 转换器，克服了上述常规镇流系统的主要缺点。 因此根据本发明，本文开头所述的镇流系统特征在于DC-AC转 换器包括： 装置I，用来将基本恒定的直流电压转换为第一个频率为f的高频 电压，包括第一个开关器和控制电路，控制电路产生第一个控制信号并 以频率f切换第一个开关器； 一个含有一次线圈和二次线圈的高频变压器，其一次线圈与装置I 相联结； 装置II，用来产生第二个高频电压，它包含与二次线圈相联的第二 个开关器； 控制电路，用来产生第二个控制信号以频率f切换第二个开关器， 并以输出交流电的频率控制和调制第一个控制信号与第二个控制信号 间的相移；以及 一个接头点，工作时此处为第二个高频电压，以及 与此接头点相联结的解调器，用来将第二个高频电压转变为交流输 出电流。 根据本发明，由镇流系统控制的灯其电流频率等于调制频率，而不 由频率f来决定，因此频率f可以有一个较高的值。由于频率f可以取 得很高，所以组成DC-AC转换器的电抗元件尺寸和重量可以大大减 小。 输出的交流电优选地采用10Khz数量级左右。 优选地，第一个开关器包含第一对开关而第二个开关器包含有第二 对开关。采用该镇流系统已获得极好效果，其中DC-AC转换器包括： 第一和第二个导电轨，工作时它们中间有一个基本恒定的直流电 压； 第一和第二个开关，串接在第一和第二个导电轨间组成第一对开 关； 第一和第二个电容器，串接在第一和第二个导电轨间，同第一对开 关相并联， 一次线圈和二次线圈，一次线圈有第一和第二个端子，二次线圈除 有第一和第二个端子外，中间还有一抽头； 第三个开关，它联结在一次线圈的第一个端子与接头点之间，和第 四个开关，它联结在二次线圈的第二个端子与接头点之间，而这第三和 第四个开关便组成第二对开关， 其中，解调器包含一个电感器一个电容器，电感器联结在接头点与 第一个输出点之间，而电容器则联结在第一个输出点与第二个输出点之 间，由此电感器与电容器组成一个L-C低通滤波电路； 一次线圈的第一个端子联结在第一和第二个开关间的第一节点 上，第二个端子联结在第一和第二个电容器间的第二节点上，而二次线 圈的中间抽头接在第二个输出点上； 工作时，第一个控制信号以频率f而且相位相反地切换第一对开 关，第二个控制信号也以频率f且相位相反地切换第二对开关，第一对 开关与第二对开关在切换时相互间有一个受控的相位差。 解调器优选地包括有电感器和电容器。 选用频率f至少为交流输出电流的十倍，优选地选择大于1MHz， 这样可以达到很好的效果。 根据本发明，如果镇流系统包括以下部件，灯电流在工作期间就可 以得到控制： 产生灯电流反馈信号的装置； 根据电流反馈信号来调节第一和第二个控制信号相位差的装置，用 该方法来调整灯电流。 为了点燃放电灯，如果控制电路以灯的启辉频率来调制第一和第二 个控制信号间的相位差，那么对放电灯的启辉是比较有利的，点燃后， 控制电路用输出交流电的频率来调制第一和第二个控制信号间的相位 差。 如果镇流系统电源由直流电源提供，如电池，那么就不需要整流器 了。由于直流电源提供一个幅值一定的直流电，所以DC-DC转换器 也可省去。 根据附图及其详述，很容易了解本发明这样和那样的特性与优点， 其中： 图1为常规电子镇流系统的图解； 图2为根据本发明的电子镇流系统优选实施方案； 图3为带高频变压器的DC-AC转换器图解，该DC-AC转换 器为附图2所示发明的优选实施镇流系统的一部分； 图4为附图3所示带高频变压器的DC-AC转换器的控制波形 图； 图5描述了附图3所示的带高频变压器的DC-AC转换器的占空 比-输出电压关系； 图6描述了附图了所示的本发明镇流系统的L-C滤波电路的增益 图，图中，增益为频率的函数。 现参考图2，可看到电子镇流系统40的图解，由它组成了本发明 现行的优选实施方案。总的来看，除了用高频(HF)带变压器的DC -AC转换器42代替了常规的标准DC-AC变换器30外，本发明的 镇流系统40与图1所示的常规镇流系统基本上是采用相同的元件。由 控制电路B来控制HF变压器的DC-AC转换器42的运行，以产生一 个调整好的高频(如25-50KHz)正弦(AC)电流供给电灯32。 HF变压器的DC-AC转换器42同以下转换器比较相似：由美国专利 号3517300发布的并授权于W.Mc Murray的转换器；由K.Harada、 H.Sakamoto和M.Shoyama所著，题为“用高频开关进行相控的DC- AC转换器”，IEEE Transactions on Power Electronics，第3卷，第4 号，1988年11月，其中所述的转换器。但是，以上两种资料所公布的 HF变压器的DC-AC转换器都是用来产生低频(50～60Hz)输出 电源，调整的是输出电压而不是输出电流。关于此点，Mc Murray转 换器只能用作一种变频器，而Harada et al.转换器只用在不间断电源 (UPS)系统中。因此，这些资料没有为电子灯镇流器中的转换器提供 有用的合适结构。 现参考图3，根据本发明优选实施方案的HF变压器DC-AC转 换器42由以下形式组成。第一对开关Q1和Q2串接于导电轨44与46 之间。一对电容器48、50串接于导电轨44与46间，同第一对开关Q1、 Q2并联。变压器T的一次线圈54其第一端52同A点相接，A点位于 第一个开关Q1和第二个开关Q2之间，一次线圈54的第二端58连接在 电容器48与50之间的点B上。开关Q3一端接在点F上，一端接在变 压器T二次线圈62的第一端58上，开关Q4接在二次线圈62的第二端 60与F点之间。变压器T的二次线圈62中间有个抽头64，它同第一 个输出端子76相接。开关Q3和Q4组成第二对开关。优选地，变压器T 的绕组比为N1∶N2∶N3＝N∶1∶1。当然，N的确定值由希望 得到多大的电压来决定。电感L联结在F点和第二个输出点74之间， 而电容C则联结在第一输出点74与第二个输出点76之间。电感L与电 容C组成一个低通滤波电路。 现在讲述本发明镇流系统40的工作过程。更具体地说，同常规镇 流系统一样，由公用电线引来的交流电源(如50或60Hz)经过整流器 26进行整流，以产生一个脉动直流输出，整流器26可采用半桥或全桥 整流。由整流器26出来的脉动直流输出由PFC转换器28进行滤波，在 控制电路A的控制下，PFC转换器便产生一个平滑的(恒定的)脉动 量大大减小的(即低含量的)直流电输出。 再参考图4，在控制电路B的控制下，HF变压器的DC-AC转 换器42生成一个调整好的高频(如25-50KHz)正弦(交流)电流 供给灯32。更具体地说，第一对开关Q1与Q2轮流进行接通与断开。 两者是以互余的方式即相位相反地进行工作的，第二对开关Q3和Q4也 相位相反地进行接通与断开。工作时，Q1～Q2的每个开关的占空比为 50％(0.5)。第一对开关Q1及Q2与第二对开关Q3及Q4在开与关的 切换过程中有一个选定的相位差，即两对开关在切换时相位间有个差 值。当开关Q1与Q3接通，或Q2与Q4接通时，F点便产生一个Vi/N 的正电压。当开关Q1与Q4接通，或Q2与Q3接通时，F点便产生一个 -Vi/N的负电压。在开关Q1与Q3(或Q2与Q3)接通时，时间DTs 与开关时间Ts之比定义为“相移占空比D”，这点在图4中已经阐明。 (F点电压为“Vf”)。电压Vf由L-C低通滤波器(L，C)滤 波，在输出端子上便得到一个直流电压。直流电压输出值Vo由下式 (1)决定： (1)Vo(DC)＝(2D-1)Vi/N。 为把直流电压Vo转变成供给灯32的正弦(交流)电压，控制电路 B以低于L-C滤波器截断频率(fco)的频率正弦地调制移相占空比， 这个方法将在后文中讲述。相移占空比D的调制值由下式(2)决定： (2)D＝DmSin(ωt)+0.5， 此处Dm为占空比最大值。 最后的正弦电压(交流)输出值由下式(3)决定： (3)Vo(AC)＝(2DmVi/N)Sin(ωt)。 图5阐述了相移占空比D与输出电压Vo的关系。 控制电路B工作方式如下所述。更具体地讲，控制电路B生成一些 控制信号，以很高的频率，如大于1MHz的频率来控制开关Q1～Q4 的接通与断开，其接通与断开方式在前文已经叙述过。有种控制信号 “B”其部分波形如图2所示。这些控制信号的相移占空比D由控制电 路B根据参考信号Fref来进行调制，参考信号Fref由电路68生成。参 考信号Fref的频率与电灯需要的电流频率相同，例如25KHz。控制电 路B将灯的电流返回信号与参考信号Fref进行比较，由此来检测它们 间的频率/相位/振幅误差，然后通过调整控制信号的相移占空比D来校 正该误差。因此，通过调制开关Q1～Q4的相移占空比，就可以得到一 个调整好的输出电流，电流频率即为灯32的工作频率。 根据本发明的另一个方面，为了便于启动放电灯32，参考信号频 率Fref优选地设置在L-C滤波电路的截断频率fco附近(如 250KHz)，而且以接近L-C滤波电路的截断频率fco的频率来优选 地调制开关Q1～Q4的相移占空比。基于这些条件，由于L-C滤波电 路的谐振，可以在输出端子74与76间产生一个高电压以点燃放电灯 32。通过监测灯电流的返回信号i，控制电路B可以检测到放电灯于何 时点燃。一旦控制电路B监测到电灯已经点燃，参考信号频率Fref便 置为一个较低的频率，用它来调制开关Q1-Q4的相移占空比D，由此生 成一个较低频率(如25KHz)的正弦灯电流，供放电灯32稳定运行。 本发明的这一方面在图6中用图形作出了描述，它描述了以频率为自变 量，以L-C滤波电路的增益为因变量的函数关系，自变量频率的取值 典型地采用：灯的启辉调制频率(250KHz)，稳态调制频率 (25KHz)，DC-AC转换器42的开关频率(2.5MHz)。 回过头来再参考图4，现叙述启动灯32的另一种技术。更具体地 讲，为启动电灯，开关Q1-Q4可采用灯的启辉开关频率(如125KHz) 来进行接通与断开，该频率为L-C滤波电路截断频率fco(如 250KHz)的一半，期间相移占空比D维持在50％。由图4可以看出， 利用这种放电灯启辉技术，F点的电压Vf为一方波，其频率为灯的启 辉开关频率的二倍，即等于2×(1/2fco)＝fco。基于这些条件，由 于L-C滤波电路的谐振，可以在输出端子74与76间产生一个高压来 点燃放电灯32。一旦控制电路B监测到电灯已经点燃，DC-AC转 换器42便将开关频率置到一个比L-C滤波电路截断频率fco高的频 率上，而开关Q1-Q4的相移占空比D以一个较低的频率(如25KHz) 进行调制，由此生成一个较低频率(如25KHz)的正弦波电流，供放 电灯32稳定运行。 既然DC-AC转换器42的开关频率比灯电流频率高得多，而这也 不会增加灯32的EMI辐射，那么在设计变压器T和L-C低通滤波 电路时，就可以大大减小各元件的尺寸和重量。通常，DC-AC转换 器42的开关频率比L-C滤波电路截断频率fco以及占空比调制频率 都要高出很多，由此，输出电压Vo可以象反向转换器(buck converter)一样进行分支。 本领域中的技术人员很容易理解，开关Q1-Q4优选地采用固体开 关，譬如金属氧化物半导体场效应管(MOSFET)开关，控制电路B 优选地采用固态电子控制电路。另外，因为灯电流是双向的，所以开关 Q3与Q4也应该是双向的，如开关Q3与Q4均可由一对含二极管的四边 形联结在MOSFET上来实现。同时，如果变压器T的磁化电感足够小 (这样磁化电流会增大许多)，那么就可设计一种DC-AC转换器42 以实行零压开关切换，以减低开关损耗及开关噪音。针对此点，可以通 过断开Q1及Q2，在这段很短的时间间隔里(“死区”)对开关实现零 压切换。为提高镇流系统的效率，也可采用包括软开关切换在内的其他 技术。