[0001] 本发明涉及电力电子技术领域，特别是一种基于三端口直流变压器的自均压高直流转换比直流变换器及其控制方法。

[0002] 在高压直流发生器、医疗电源等低压输入高压输出场合以及中压直流配电网、海底观测网供电系统等高压输入低压输出场合，具有高直流转换比的直流变换器是实现功率传输的关键设备之一。在低压输入高压输出场合中的高直流转换比直流变换器常采用模块化输入并联输出串联结构，在高压输入低压输出场合中的高直流转换比直流变换器常采用模块化输入串联输出并联结构。在上述两种结构中，由于不同的子模块在高压侧串联、低压侧并联，因此每个子模块都需要高绝缘变压器。相比于常规变压器，高绝缘变压器的漏感和分布电容较难控制，制作成本也相对较高。在输出电压闭环控制中，由于输出电压采样电路和子模块的控制电路位于高低压两侧，因此控制系统无法避免高压反馈，在子模块数量较多的时候大幅增大了变换器的结构和控制复杂度。输入串联输出并联结构还存在如下问题：1)子模块的控制电难以获得。外供电的取能方式需要昂贵的高绝缘的辅助电源，且往往需要额外的不间断电源提升取能的可靠性。自取能方式可靠性低，在启动与子模块旁路时存在诸多问题。2)故障的子模块难以旁路，旁路瞬时将产生极大的冲击电流，不利于故障的快速清除。3)自取能方式下，子模块输入电容掉电会导致子模块控制器无法向主控制器发送状态信息。4)被旁路的故障子模块控制电掉电导致旁路开关再次闭合，将故障子模块再次投入。5)在启动时，由于辅助电源具有恒功率源性质，使得子模块输入电容电压发散。

[0032] 本发明实施例1直流变换系统(即直流变换器)结构如图1和图2所示，每个变换器(即直流变换器)由多个子模块构成，每个子模块包括逆变电路、谐振电路、高频变压器(为了使得每个直流变压器子模块的输入电压和输出电压相同，从而实现直流变换系统输入均压，高频变压器变比n取1)以及整流电路四部分。其中，逆变电路的输入端连接在输入电容两端，整流电路的输出端连接在滤波电容两端，每个子模块的输出正端与输入负端相连形成公共端。在子模块的输入端串联时，最后一个子模块的输出端可以作为变换器的输出端实现高变比降压。在子模块的输出端串联时，第一个子模块的输入端可以作为变换器的输入端实现高变比升压。

[0033] 本发明特别之处在于通过三端口直流变压器的自均压能力，实现串联端口的子模块电容均压，避免了子模块电压发散的风险。在控制系统方面，无论是开环控制还是闭环控制均无需高压反馈，使变换器的硬件结构简化、可靠性提升。子模块可以采用自取能方式，启动时子模块输入电容电压不会发散；旁路时子模块控制器不会掉电，进一步提升了变换器的可靠性。

[0034] 图3所示的逆变电路如图4至图7所示，逆变电路可以是不对称半桥电路(图4)、全桥电路(图5)、对称半桥电路(图6)或者是二极管箝位三电平电路(图7)等。逆变电路由功率开关管、箝位二极管或者输入电容组成。功率开关管可以是IGBT、 MOSFET、IGCT或GTO。全桥结构包括第一功率开关管、第二功率开关管、第三功率开关管以及第四功率开关管。所述第一功率开关管和第二功率开关管串联连接组成第一桥臂；所述第三功率开关管和第四功率开关管串联连接组成第二桥臂；两个桥臂并联作为输入端。不对称半桥结构包括第一功率开关管以及第二功率开关管(S1、S2)。第一功率开关管和第二功率开关管串联连接组成第一桥臂作为输入端。对称半桥结构包括第一功率开关管以及第二功率开关管，第一输入电容以及第二输入电容。第一功率开关管和第二功率开关管串联连接组成第一桥臂；第一输入电容以及第二输入电容串联连接组成第二桥臂；两个桥臂并联作为输入端。二极管箝位三电平结构包括第一功率开关管、第二功率开关管、第三功率开关管以及第四功率开关管，第一输入电容以及第二输入电容，第一箝位二极管以及第二箝位二极管。第一功率开关管、第二功率开关管、第三功率开关管以及第四功率开关管串联连接组成第一桥臂，第一输入电容以及第二输入电容串联连接组成第二桥臂；第一箝位二极管以及第二箝位二极管串联，三个端口分别接于第一功率开关管与第二功率开关管中点、第三功率开关管与第四功率开关管中点以及所述第一输入电容和第二输入电容中点。

[0035] 全桥电路包括四个功率开关管S1、S2、S3、S4(对应第一～第四功率开关管)，逆变端口CD输出为无直流偏至，幅值为2Vin的方波电压。对称半桥电路包括两个功率开关管S1、S2和两个直流分压电容CDC1、CDC2，逆变端口CD输出为无直流偏至，幅值为 Vin的方波电压。二极管箝位三电平电路包括四个功率开关管S1、S2、S3、S4，两个直流分压电容CDC1、CDC2，以及两个箝位二极管D1、D2。逆变端口CD输出为无直流偏至，幅值为Vin的方波电压。所述功率开关管可以是IGBT、GTR、GTO、MOSFET等半导体电子开关。

[0036] 本发明实施例1的高频变压器可以带中心抽头也可以不带中心抽头。不带中心抽头的高频变压器如图8所示，带中心抽头的高频变压器如图9所示。

[0037] 图3所示的谐振电路如图10所示。谐振电路包括串联连接的谐振电感以及谐振电容。谐振电感的一端与逆变电路的输出相连，另一端与高频变压器的输入端相连；谐振电容的一端与逆变电路相连，另一端与高频变压器的输入端相连。

[0038] 图3所示的整流电路如图11所示。谐振电路包括第一二极管、第二二极管、第三二极管以及第四二极管(对应于D1～D4)。所述第一二极管和第二二极管串联连接组成第一桥臂；所述第三二极管和第四二极管串联连接组成第二桥臂；两个桥臂并联作为输出端。

[0039] 图12为子模块#1的输入电容C1电压高于子模块#2的输入电容C3电压时的实施方案；

[0040] 图13为子模块#1的输入电容C1电压低于子模块#2的输入电容C3电压时的实施方案；

[0041] 图14为带旁路结构的子模块在正常运行时的实施方案；

[0042] 图15为带旁路结构的子模块在旁路故障时的实施方案；

[0043] 以图14和图15所示的两个子模块高变比降压直流变换器为例，介绍本发明实施例1的工作原理：

[0044] 子模块#1的输入电容与滤波电容分别为C1与C2，子模块#2的输入电容与滤波电容分别为C3与C4。电容C1，C2，C3，C4的电压分别为V1，V2，V3，V4。当V1高于V3时， C1传向C2的功率增大。由于C2与C3并联，因此上述功率传输会导致V1下降，V3上升，从而可以重新平衡V1与V3实现输入电压均衡。类似的，在V1低于V3时，由于C1此时无法向C2传递功率，会导致V1上升。在这段时间内由于C3依旧向C4传递功率，会导致V3下降，从而也可以重新平衡V1与V3实现输入电压均衡。子模块的辅助供电均可以在其输入电容上取能。如图13所示，辅电#1与辅电#2分别并联在子模块#1的输入电容 C1与子模块#2的输入电容C2上，每个子模块均配备了两个旁路开关和一个防反二极管。图中的黑色箭头表示电流方向。在子模块正常运行时，旁路开关打开，防反二极管正向偏至，此时C2与C3并联，功率从子模块#1和子模块#2顺序传递。在子模块#1因故障旁路时，旁路开关的闭合会导致C1、C2、C3三个电容并联，此时变换器的输入端相当于直接接在了子模块#2的输入正端，而且电容C1不会因为辅电#1的取能而掉电。

[0045] 本发明实施例2控制方法如下：

[0046] 当所述自均压高直流转换比直流变换器运行在开环模式中，每个子模块的功率开关管频率fs与串联谐振频率fr相同，满占空比运行；此时所述自均压高直流转换比直流变换器工作在串联谐振点，实现了所有功率开关管和高频整流二极管的软开关。此时由于直流变压器的输入输出特性，输入电容的电压自然均衡。

[0047] 当所述自均压高直流转换比直流变换器运行在闭环模式时，在子模块的输入端串联时，除了最后一个子模块外所有的子模块均采用开环控制；在子模块的输出端串联时，除了第一个子模块外所有的子模块均采用开环控制，开环控制的子模块采用上述的控制方法。需要闭环控制的子模块变频控制运行，控制器采用输出电压闭环控制，通过将输出端口电压的参考值Vref与采样得到的输出端口电压Vo作差后送入PI控制器，得到压控振荡器的参考值，将压控振荡器的输出接到过零比较器的输入端可得功率开关管的开关信号。在变频控制中，功率开关管频率fs可以小于串联谐振频率fr也可以大于串联谐振频率fr。当功率开关管频率fs大于串联谐振频率fr时，子模块处于降压模式，当功率开关管频率fs小于串联谐振频率fr时，子模块处于升压模式。在不同负载以及不同的Vref情况下，控制器可以通过输出电压闭环控制实现输出电压的无静差跟踪。

[0048] 图16至图21为图11所示的两个子模块高变比降压直流变换器的仿真波形，仿真参数设计如下：

[0049] 输入电压Vin＝1600V，子模块的逆变电路采用不对称半桥结构，整流电路采用全桥整流，高频变压器采用不带中心抽头的结构，高频变压器变比为1:2。子模块#1与子模块#2的输入电容C1与C3的容值大小为22μF，滤波电容C2与C4的容值大小也为22μF。两个子模块的谐振电感为Lr＝2.8μH，谐振电容为Cr＝225nF，励磁电感为Lm＝500μH。功率开关管S1与S2的开关频率为100kHz，占空比为0.5，开环控制。子模块#1与子模块#2的谐振电流记为Ir1和Ir2，谐振电容上的电压记为Vr1和Vr2。

[0050] 图16为400Ω负载时子模块#1与子模块#2的输入电压Vin1和Vin2随时间变化的曲线。图17为400Ω负载时子模块#1与子模块#2的谐振电压Vr1和Vr2随时间变化的曲线。图18为400Ω负载时子模块#1与子模块#2的谐振电流Ir1和Ir2随时间变化的曲线。图 19为空载时子模块#1与子模块#2的输入电压Vin1和Vin2随时间变化的曲线。图20为空载时子模块#1与子模块#2的谐振电压Vr1和Vr2随时间变化的曲线。图21为空载时子模块#1与子模块#2的谐振电流Ir1和Ir2随时间变化的曲线。

[0051] 在图16至图18中，正常运行时Vin1＝Vin2＝800V。在子模块#1因故障旁路时，旁路开关闭合，Vin1和Vin2均上升至1600V。在正常运行时子模块#1与子模块#2的传输功率分别为800W与1600W。正常运行时Vr1和Vr2均为带有400V直流偏至的正弦波，其交流峰值分别为22V与11V。Ir1和Ir2均为正弦波，其交流峰值分别为6A与3A。在图 19至图21中，正常运行时Vin1＝785V，Vin2＝815V。在子模块#1因故障旁路时，旁路开关闭合，Vin1和Vin2均上升至1600V。正常运行时Vr1和Vr2的直流偏至电压分别为407V 与424V，交流峰值分别为3V与4V。Ir1和Ir2均为三角波，其交流峰值分别为0.7A与1.4A。

[0052] 从图16至图21的仿真结果可以看出，在两个子模块负载运行时，功率顺序传递，输入电压可以自然均衡。在两个子模块空载时，子模块输入电压略有差异，但是不会出现发散的情况。