技术领域 本发明涉及一种时钟数据恢复器，尤其涉及具有比例路径的时钟数据恢复器。 背景技术 相位检测器(phase detector，PD)的作用是接收并比较数据信号与输出时钟信号后产生判断信号，而相位检测器常见于锁相回路(Phase LockedLoop，PLL)中，借以作为对时钟或频率的精确控制，此外，在时钟数据恢复器(Clock Data Recovery，CDR)电路中也使用了锁相回路的作法。 请参见图1，其为相位检测器依据调整相位的方式分成线性相位检测器与砰砰(bang-bang)相位检测器两种类型的调整关系示意图。其中图1a为线性相位检测器的修正方式，在相位差值ψ越大的情况下，所进行的相位修正Δψ的值也会成比例增加，当ψ为正值时，相位修正Δψ的便会以负值来扣除原本的相位，反之亦然，亦即，线性相位检测器在相位修正Δψ与相位差值ψ之间将如图1a所示呈现线性关系。 而图1b为砰砰相位检测器的修正方式，此种相位检测器属于非线性相位检测器，在操作时仅需判断相位差值ψ为正或负，然后利用加/减一固定相位修正量Δψ的方式来进行修正，若是经过一次调整后仍存在误差，则重复判断误差值的正/负后再以该固定相位修正量Δψ加以修正，并不因为相位差值ψ的绝对值大小而改变单次修正的幅度。举例来说，在输入相位检测器的数据信号与比对信号间存在的相位差值ψ为正值而必须进行反向调整，代表相位必须扣除Δψ的量(-Δψ)，则砰砰相位检测器输出判断信号Vdown，另一方面，若相位差值ψ为负值，则必须正向调整相位(+Δψ)而输出判断信号Vup。 两者相比，线性相位检测器可能因为误差值越来越小而停止修正的动作；至于砰砰相位检测器则因为取样所得的值不容易完全一致，使得砰砰相位检测器一定会因为相位差值ψ的存在而进行修正，即便已经相当接近理想值时，也会在理想值的上下间震荡，因此砰砰相位检测器也被称为二进制相位检测器(binary PD)。由于砰砰相位检测器毋需对相位差值ψ的大小计算调整的范围，进行调整时也较线性相位检测器快速，高速数据通常会采用砰砰相位检测器。 请参见图2，其为现有技术利用砰砰相位检测器实现时钟数据恢复器电路的示意图。此电路中包含了砰砰相位检测器101、电荷充电泵(charge pump，CP)103、回路滤波器(Loop Filter，LF)105与电压控制振荡器(Voltage ControlOscillator，VCO)107，在砰砰相位检测器101得到的判断信号(Vup、Vdown)，经由电荷充电泵103与回路滤波器105转换成电压形式的信号去控制电压控振荡器107的相位。 由图2可以看出电荷充电泵103由第一电流源1031、第二电流源1032，以及两个切换开关，即第一切换开关1033与第二切换开关1034所组成。其中第一电流源1031电连接于高电平电压以提供第一切换电流，而第二电流源1032则电连接于低电平电压，借以提供第二切换电流，至于第一切换开关1033则耦接于第一电流源1031与回路滤波器105间，根据砰砰相位检测器101输出的判断信号来控制是否输出第一切换电流；第二切换开关1034耦接于第二电流源1032与回路滤波器，同样利用砰砰相位检测器101所输出的判断信号来决定是否输出第二切换电流，而第一切换电流与第二切换电流的输出组合则构成后续电路使用的切换信号。 电荷充电泵103输出的切换信号主要是根据砰砰相位检测器101输出的判断信号(Vup、Vdown)来产生，借以调整回路滤波器105上的电压VLF，接着再通过VLF来控制电压控制振荡器107的输出震荡情形。在砰砰相位检测器101输出的判断信号(Vup、Vdown)的值为(0、0)时，电荷充电泵103内的第一切换开关1033、第二切换开关1034分别为(关、关)且输入至电压控制振荡器107的电压VLF将不因此而改变；同理可知在判断信号(Vup、Vdown)的值为(0、1)时，电压VLF将因为第二切换开关1034被接通而产生的第二切换电流让回路滤波器105内的积分电容C1开始放电而降低；在判断信号(Vup、Vdown)的值为(1、0)时，电压VLF将因为第一切换开关1033被导通而利用第一切换电流对回路滤波器105内的积分电容C1进行充电动作；在判断信号(Vup、Vdown)的值为(1、1)时，第一切换开关1033、第二切换开关1034均被接通，而第一切换电流与第二切换电流均流到低电平电压，则回路滤波器105在此状况下也不发生充放电情形。 再进一步探究电荷充电泵103内的切换开关1033、1034的动作对于回路滤波器105以及电压控制振荡器107的影响可以发现：在开关1033、1034切换而停止对回路滤波器105充电后，回路滤波器105内的积分电容C1仍因累积电荷的关系而仍对电压控制振荡器107的输入电压产生影响；反观电阻R则不具有记忆效应而无类似的情况，故电阻R能将开关切换造成的效应实时的反应至电压控制振荡器107。 易言之，回路滤波器105的电阻R与积分电容C1对于电路的影响分别为实时反应以及持续反应的情形，因此前者适合被用来瞬间调整相位，而后者则被作为调整频率使用。在实际应用时，图2的作法在时钟数据恢复器被作为高速应用时不甚理想，理由如下： 首先，回路滤波器105内以电阻R搭配积分电容C1的方式，让偏高速的相位控制与偏低速的频率控制局限在同一个回路中，使得在设计回路滤波器105电路时，电阻R与积分电容C1的选择必须彼此迁就高速与低速的考虑而相当不便；此外，在高速的应用时，电荷充电泵103内部的设计也需要对应高速应用的考虑，方能配合后段调整的需要，因此这种控制模式将使电荷充电泵103的设计相当困扰。 其次，电路中容易产生寄生电容Cp，使得电路的设计不如预期般理想，在图2中，寄生电容Cp的存在便使时钟数据恢复器电路由原本的二阶系统变成一个三阶的系统(多了一个极点)。由于寄生电容Cp的电容值很小，对于高频数据的影响较大，两相比较下，三阶系统在数据速率为高频时的频率响应会较差(详见Shoujun Wang等人于IEEE 2005Custom Integrated CircuitsConference(定制集成电路大会)发表的论文Design Considerations for2nd-Order and 3rd-Order Bang-Bang CDR Loops，图五)。 此外，在电路设计中为了避免噪声的影响，通常会在电路本体之外增加一些去耦电容，借以滤除高频的噪声，而这些去耦电容的使用对于电路原本的反应速度也可能会与寄生电容Cp一样使电路成为三阶系统以及拖慢系统反应速度的情形。 综上所述，现有技术中利用电阻R与积分电容C1作为回路滤波器105来实现时钟数据恢复器的电路设计在高频应用时受到相当大的局限，因此本发明便以此作为改进的目标。 发明内容 本发明的目的在于提供一种时钟数据恢复器，以解决现有技术中利用电阻与积分电容作为回路滤波器来实现时钟数据恢复器的电路设计在高频应用时受到相当大局限的问题。 为实现上述目的，本发明提供一种时钟数据恢复器，包含：一相位检测器，接收并比较一数据信号与一第一输出时钟信号后产生一判断信号；一电荷充电泵，电连接于该相位检测器，其根据该判断信号而输出一切换信号；一回路滤波器，电连接于该电荷充电泵，其接收该切换信号并对应产生一控制电压；一电压控制振荡器，耦接于该回路滤波器与该相位检测器，该电压控制震荡器可产生一第二输出时钟信号并通过该控制电压来调整该第二输出时钟信号的频率，而该电压控制振荡器还包含：一电流镜，具有一电流控制路径与一电流输出路径，且该电流控制路径与该电流输出路径之间有一比例关系；一控制电路，电连接于该回路滤波器与该电流控制路径并根据该控制电压改变该电流控制路径的电流；一电流调整模块，其根据该判断信号而对应输出一差量电流；以及一电流控制震荡器，电连接于该电流输出路径与该电流调整模块，其根据该差量电流与该电流输出路径的电流的总和而调整该第二输出时钟信号的相位；以及一除频器，电连接于该电流控制震荡器，其将该第二输出时钟信号进行一除频动作而得该第一输出时钟信号。 本发明的有益效果在于，本发明所设计的时钟数据恢复器电路由于采用将比例路径与积分路径区隔的作法，因而可使寄生电容因为与原本的积分电容并联的关系，二者的电容值可被等效于一个相加后的电容，如此一来，原本的二阶系统将不至于因为寄生电容的影响变成一个三阶系统，本发明也承袭了比例路径设计的作法，以将系统维持在二阶系统的基础上进行改进。此外，采用本发明作法所设计的时钟数据恢复器电路还具有以下优点：将需要高速反应的相位调整控制与电荷充电泵的电路设计加以区隔，使得电荷充电泵设计时的考虑能够较为单纯；以数字的方式控制切换开关的动作来对相位调整的幅度进行调整，除了对调控的幅度可以进行精确的掌握，且以数字的方式切换能够设计多个不同的调整阶段来调整；以及设计上仅需考虑个别晶体管电路的比例关系，一旦比例关系确定，则设计的电路将不会受到工艺等因素的影响而能够有稳定的表现。 附图说明 图1a，其为线性相位检测器的调整关系示意图。 图1b，其为砰砰相位检测器的调整关系示意图。 图2，其为现有技术利用砰砰相位检测器实现时钟数据恢复器电路的示意图。 图3a，其为利用比例路径作法设计的时钟数据恢复器示意图。 图3b，其为利用比例路径作法进行时钟数据恢复器相位调整的电压控制振荡器内部示意图。 图4，其为本发明所提供的时钟数据恢复器电路控制的示意图。 其中，附图标记说明如下： 101砰砰相位检测器 4072电流控制振荡器 103电荷充电泵 4073电流镜 1031第一电流源 4074控制模块 1032第二电流源 409除频器 1033第一切换开关 S41第一切换开关 1034第二切换开关 S42第二切换开关 105、305回路滤波器 S43第三切换开关 107、307、407电压控制振荡器 S44第四切换开关 33、34、35、36相位频率 301主要输入节点 P41第一P型金属氧化物半导体晶体管 302辅助输入节点 P42第二P型金属氧化物半导体晶体管 312变容器 P43第三P型金属氧化物半导体晶体管 4071电流调整模块 P44第四P型金属氧化物半导体晶体管 N41第一N型金属氧化物半导体晶体管 具体实施方式 为了改进现有技术在实现时钟数据恢复器时受到回路滤波器中电阻与电容特性不一致所导致的限制情形，目前有些设计提出了图3a的作法，其为利用比例路径来实现时钟数据恢复器设计的示意图，这种方式与现有技术作法的差别主要为：改变现有技术在回路滤波器305中将电阻与电容串联的设计，仅保留积分电容C耦接于电荷充电泵103的输出端与电压控制震荡器307间，并另外将砰砰相位检测器101输出的判断信号(Vup、Vdown)连接至电压控制振荡器307。 通过这样的设计方式，时钟数据恢复器的电路可被区分为两个路径，分别是由砰砰相位检测器101输出端连接至电压控制振荡器307的比例路径；以及通过积分电容C输出至电压控制振荡器307的积分路径。 将比例路径与积分路径加以区别的作法除了可以将需要高速反应调整相位差异的部分通过比例路径来实现，借以将高频与低频所需要的调整模式区分外，更因为在积分路径中不使用电阻与电容串接的作法，仅留下积分电容C的部分，让积分电容根据该切换信号而进行充放电动作，这可使电路中的去耦电容与寄生电容Cp等非电路本体设计的电容值均因为与积分电容C并联的关系，而能够被视为一个较大数值的等效电容Ceq，而不会产生提高系统阶数的问题。 换句话说，非电路本体中的电容将被积分路径中原本的积分电容C吸收，而不至产生另一个极点而使电路变成三阶系统，进而解决了现有技术在设计回路滤波器而将电阻与电容串接时，所产生的三阶系统在高频时的频率响应会较不稳定的问题。 接着请参见图3b，其为利用比例路径作法进行时钟数据恢复器相位调整的电压控制振荡器307内部示意图，关于更详细的细节则请参见美国专利US7,580,497B2。 压控制振荡器307提供了以九十度作为间隔的相位频率33、34、35、36，且自外连接两个输入节点：主要输入节点301与辅助输入节点302。其中主要输入节点301连接至回路滤波器305的输出端点，并被用来决定电压控制振荡器307的调整范围，而辅助输入节点302则连接至砰砰相位检测器101的比例路径，用来决定调整相位时的步进频率(Bang Bang step frequency，以下简称为fbb)，由于步进频率fbb的数量级约为电压控制振荡器307中心频率的0.1％，因此在辅助输入节点302所连接的变容器312的大小仅需足以提供这样大小的步进频率fbb即可。 尽管图3b的电路设计方式通过比例路径的使用改善了高低速电路设计考虑的问题，但仍具有以下缺陷： 第一，由于电压控制振荡器307的主要输入节点301被连接至电荷充电泵103的输出，造成电荷充电泵103电路设计时需要考虑后段电压控制振荡器307在高频时的行为而增加电荷充电泵103电路设计的难度；第二，在变容器312上的辅助输入节点302输入电压时，是直接连接至砰砰相位检测器101输出的判断信号，但时钟数据恢复器电路在动态运行时，砰砰相位检测器101的输出至辅助输入节点302真正发生相位调整将会有一段的延迟反应的情形，即实际上需要相位调整的时点与真正进行相位调整的时点具有时间差，这之间的差异将使取样相位往返/来回移动，因此称为回复的信号具有抖动(jitter)的现象，由于这类型的应用中，抖动的发生是为了追逐检测的相位，因此将这种抖动称为追逐抖动(hunting jitter)，而上述的作法对于追逐抖动的时间无法加以调整而使电压控制振荡器307的反应不够灵敏，因此也成为需要改进的目标；第三，在实际应用时，变容器312的设计影响着电容值，而使用的工艺不同时对于电容值的影响也相当显著，因此在实现电路时无法精确的掌握电路的行为。 简言之，尽管目前发展出的作法是将比例路径与积分路径加以区隔而改进过去必须在电路设计时兼顾高频与低频特性的复杂度问题，但目前对于电压控制振荡器307中用来调整相位差值的做法却是将回路滤波器305与砰砰相位检测器101的输出端点直接连接于电压控制振荡器307的主要输入节点301与辅助输入节点302中。这样的修正方式偏向模拟的作法而无法精确掌握修正的幅度，且在设计电荷充电泵103时也需要考虑电荷充电泵103对于电压控制振荡器307的影响而增加电荷充电泵103电路设计的复杂度。因此本发明特别就电压控制振荡器307的高频反应为标的开发出能够更精确控制且能简化电路复杂度的设计。 请参见图4，其为本发明所提供的时钟数据恢复器电路控制的示意图，图中同样利用比例路径与积分路径划分砰砰相位检测器101、电荷充电泵103及回路滤波器305控制电压控制震荡器407相位与频率控制的作法。 简单来说，本较佳实施例与前述作法之间的差异在于电压控制振荡器407的内部电路设计，本发明在电压控制振荡器407的主体电路中虽然仍以第一P型金属氧化物半导体晶体管P41与第二P型金属氧化物半导体晶体管P42组成的电流镜4073的方式为基础，却另外附加了以第三P型金属氧化物半导体晶体管P43、第四P型金属氧化物半导体晶体管P44及第三切换开关S43、第四切换开关S44所构成的电流调整模块4071与电流控制震荡器(Current Control Oscillator，CCO)4072模块。 本较佳实施例中的时钟数据恢复器包含：砰砰相位检测器101，在接收数据信号与第一输出时钟信号后进行比较，接着产生判断信号；电荷充电泵403，电连接于相位检测器401，根据砰砰相位检测器101所产生的判断信号而对应输出切换信号(Vup、Vdown)，当切换信号为Vup时，由电压控制振荡器407输出的第二输出时钟信号的频率较高，反之在切换信号为Vdown时，电压控制振荡器407输出的第二输出时钟信号的频率较低；回路滤波器305，电连接于电荷充电泵103，用以接收切换信号(Vup、Vdown)并对应产生控制电压VLF；以及电压控制振荡器407，耦接于回路滤波器305与砰砰相位检测器101，电压控制震荡器407可以产生第二输出时钟信号并通过电压的控制来调整第二输出时钟信号的频率。此时钟数据恢复器还可使用除频器409，将之电连接于电流控制振荡器4072与砰砰相位检测器101间，除频器409的作用是将电流控制震荡器4072输出的第二输出时钟信号进行除频动作而得到输入于砰砰相位检测器101的第一输出时钟信号，除频器409所用的倍率关系可以为一整数N，而N＝1、2、3…，在N＝1时代表将电压控制振荡器407产生的第二输出时钟信号直接传送至砰砰相位检测器401，亦即第一输出时钟信号与第二时钟信号相等。 电压控制振荡器407内部电路则包含：具有电流控制路径与电流输出路径的电流镜4073，且电流控制路径上的参考输出电流Iref与电流输出路径上的基准输出电流Iob之间根据电流镜的设计原理，会因为第一P型金属氧化物半导体晶体管P41与第二P型金属氧化物半导体晶体管P42的面积比例而有一比例关系；控制电路4074，电连接于回路滤波器405与电流控制路径Icco并根据控制电压VLF改变电流控制路径Icco的电流；电流调整模块4071，其根据判断信号而对应输出差量电流ΔI；以及电流控制震荡器4072，电连接于电流输出路径与电流调整模块4071，将差量电流ΔI与电流输出路径Iob的电流的总和作为输入电流控制振荡器的输入电流Icco(即ΔI+Iob＝Icco)，因此能通过差量电流ΔI的调整而对应调整第二输出时钟信号的相位。由于本发明对于电压控制振荡器407内部加以改良而改进了现有技术的缺陷，因此以下特别就电压控制振荡器407内部电路加以说明。 控制电路4074包含：第一N型金属氧化物半导体晶体管N41，漏极连接至电流输出路径、栅极接收控制电压VLF，以及电阻，耦接于第一N型金属氧化物半导体晶体管N41的源极与低电平电压(接地)。 电流镜4073包含：第一P型金属氧化物半导体晶体管P41，源极连接至高电平电压(电压源)，而栅极与漏极连接至电流控制路径；以及第二P型金属氧化物半导体晶体管P42，源极连接至高电平电压(电压源)、栅极连接至电流控制路径而漏极连接至电流输出路径并输出基准输出电流。 电流调整模块4071包含：第三P型金属氧化物半导体晶体管P43，源极连接至一高电平电压、栅极连接至电流控制路径，而漏极输出第一子差量电流ΔIor1至电流输出路径；以及第三切换开关S43，耦接于第三P型金属氧化物半导体晶体管P43与电流控制震荡器4072间，其根据该判断信号而切换输出第一子差量电流ΔIor1至该电流输出路径。在第三切换开关为接通(“ON”)时，电流输出路径的电流接收第一子差量电流ΔIor1，使电流控制震荡器4072的输入电流ICCO额外增加了ΔIor1的电流量，使得第二输出时钟信号的相位调整一第一比例r1，而第一比例r1为第一子差量电流ΔIor1与基准输出电流Iob间的比例。 类似的作法可视需要在电流调整模块4071重复施用，例如再增添使用第四P型金属氧化物半导体晶体管P44，采用与第三P型金属氧化物半导体晶体管P43相类似的作法，将源极连接至高电平电压(电压源)、栅极连接至电流控制路径，而漏极输出第二子差量电流ΔIor2至电流输出路径；以及第四切换开关S44，耦接于第四P型金属氧化物半导体晶体管P44与电流控制震荡器4072间，其根据判断信号而切换输出第二子差量电流ΔIor2至电流输出路径。在第四切换开关S44为接通(“ON”)时，电流输出路径的电流接收第二子差量电流ΔIor2，其使第二输出时钟信号的相位调整第二比例，其为第二子差量电流ΔIor2与基准输出电流Iob间的比例。同理，在设计电路时，亦可以视需要而增加成对的切换开关与P型金属氧化物半导体晶体管来调整电流比例及第二输出时钟信号。 换句话说，当采用图4中的设计时，电流调整模块4071除了以基准输出电流Iob作为电流控制震荡器4072的输入电流ICCO的基础外，还可以利用第三P型金属氧化物半导体晶体管P43与第四P型金属氧化物半导体晶体管44的导通与否来调整差量电流ΔI的量(ΔI＝ΔIor1+ΔIor2)，通过差量电流ΔI来控制电流控制震荡器4072的输出震荡频率。 在实际应用时，可以在第二P型金属氧化物半导体晶体管P42、第三P型金属氧化物半导体晶体管P43为导通时设定为Icco＝Iob+ΔIor1的电流量为电流控制震荡器4072的正常震荡速度，即，此种设定模式下的第二输出时钟信号为标准的频时钟信号；在这样的设定下，若将第四P型金属氧化物半导体晶体管P44也导通时，则电流控制震荡器4072的输入电流Icco将增加ΔIor2的量(Icco＝Iob+ΔIor1+ΔIor2)，进而使得时钟信号的调整成比例增加；另一方面，在仅有第二P型金属氧化物半导体晶体管P42被导通的情况时，与前述的正常震荡速度情况相较时，将因为输入电流控制振荡器4072的电流降低至Icco＝Iob，即输入电流Icco降低了ΔIor1的量，而使电流控制震荡器4072产生的第二输出时钟信号震荡速度具有相同幅度的改变。通过控制差量电流ΔI与基准输出电流Iob之间的比例关系，则步进频率fbb的控制可以被轻易的实现。 通过这样的设计方式，由于电流调整模块4071内的P型金属氧化物半导体晶体管分别串接至对应的切换开关，而切换开关的控制可以用数字方式来切换，并可以根据设计需要来调整切换开关的个数，因此对于电流控制震荡器4072的震荡频率的控制可以达到更精确的调整，对于高频数据的情形更显重要，当然，尽管上述的较佳实施例中是以两个P型金属氧化物半导体晶体管作为举例，实际应用时，晶体管的种类、个数均与连接方式等，都可以依据需要而加以改变。 除了前述优点外，由于电流调整模块4071内的P型金属氧化物半导体晶体管与电流镜4073中的P型金属氧化物半导体晶体管间因为具有面积比率的关系而能达到控制输入于电流控制振荡器4072的电流差值的目的，基于这样以电流镜4073为基础的设计方式，纵然电路的工艺有所改变，其比例关系依旧存在，因此适用的范围也较广，毋须针对不同工艺开发对应的设计方式。 再者，电流镜4073还可以通过在控制模块4074内另外连接电阻R来增加线性度，至于在积分路径上的积分电容C能与寄生电容Cp构成等效电容Ceq的作法等，本发明当然也具备其特性。 本发明设计的时钟数据恢复器电路将高速反应的部分移至电流控制振荡器4072来调整，将因为电荷充电泵103不需要配合后段的调整而必须设计为高速反应来使用而使电荷充电泵103的设计更为容易；另一方面，以开关晶体管的方式控制电流控制振荡器4072的输入电量而能用数字的方式加以控制电路的设定，因此能够在相同的设定下，将追逐抖动的时间由110ps降低至25ps，足足降低了近八成的时间，足以证明本发明就高速数据的应用有相当帮助。 综上所述，本发明所设计的时钟数据恢复器电路由于采用将比例路径与积分路径区隔的作法，因而可使寄生电容Cp因为与原本的积分电容C并联的关系，二者的电容值可被等效于一个相加后的电容Ceq，如此一来，原本的二阶系统将不至于因为寄生电容Cp的影响变成一个三阶系统，本发明也承袭了比例路径设计的作法，以将系统维持在二阶系统的基础上进行改进。 此外，采用本发明作法所设计的时钟数据恢复器电路还具有以下优点：将需要高速反应的相位调整控制与电荷充电泵103的电路设计加以区隔，使得电荷充电泵103设计时的考虑能够较为单纯；以数字的方式控制切换开关的动作来对相位调整的幅度进行调整，除了对调控的幅度可以进行精确的掌握，且以数字的方式切换能够设计多个不同的调整阶段来调整；以及设计上仅需考虑个别晶体管电路的比例关系，一旦比例关系确定，则设计的电路将不会受到工艺等因素的影响而能够有稳定的表现。 由于本发明具有以上优点，因此在高速的时钟数据恢复器应用的情况如：USB3.0、SATA等，均能够发挥其功效。尽管本发明已以较佳实施例揭示如上，然其并非用以限定本发明，本领域技术人员应当意识到在不脱离本发明所附的权利要求所揭示的本发明的范围和精神的情况下所作的更动与润饰，均属本发明的权利要求的保护范围之内。